基于單片機控制的DC-DC變換器的設(shè)計

目錄第一章緒論 11.1系統(tǒng)背景 11.1.1綠色節(jié)能型開關(guān)電源 11.1.2智能化數(shù)字電源 11.1.3可編程開關(guān)電源 21.2電源技術(shù)的發(fā)展與方向 21.2.1線性電源和開關(guān)電源 21.2.2電源技術(shù)的發(fā)展方向 31.2.3開關(guān)電源的市場前景和研究現(xiàn)狀 4第二章系統(tǒng)的總體設(shè)計 52.1方案論證 52.1.1DC-DC主回路拓撲結(jié)構(gòu) 52.1.2控制方法及實現(xiàn)方案 62.2主體思路 62.3軟件設(shè)計思路 82.3.1軟件系統(tǒng)的邏輯控制 92.3.2軟件系統(tǒng)的結(jié)構(gòu) 92.4軟件設(shè)計部分概述 92.4.1程序設(shè)計方法 102.4.2軟件設(shè)計步驟 10第三章系統(tǒng)硬件設(shè)計 113.1隔離式高頻開關(guān)電源 113.2輸入電路設(shè)計 123.2.1電壓整流技術(shù) 123.2.2輸入濾波電容 123.2.3輸入浪涌保護器件 133.2.4輸入尖峰電壓保護 143.3功率變換電路設(shè)計 143.3.1隔離全橋推挽變換電路 143.3.2推挽式變壓器開關(guān)電源儲能濾波電感參數(shù)的計算 163.3.3磁芯的選擇 193.3.4計算脈沖信號的最大占空比D 193.3.5計算一次繞組的電感量L 203.3.6確定一次繞組的匝數(shù)N 203.3.7確定自饋繞組N和二次繞組的匝數(shù) 203.3.8計算空氣隙 213.3.9設(shè)計注意事項 213.4功率管MOSFET及其驅(qū)動 213.4.1功率管MOSFET 213.4.2驅(qū)動電路 233.4.3死區(qū)時間的設(shè)計 273.5輸出電路設(shè)計 283.5.1PWM濾波電路設(shè)計 283.5.2檢測保護電路設(shè)計 303.6PWM控制電路 313.6.1TL494的結(jié)構(gòu)和性能 313.6.2輸出電壓直接分壓作為誤差放大器的輸入 343.7單片機控制模塊 353.7.1C8051F350系列單片機特點 353.7.3STC12C5616AD特點 373.7.4STC12C5616AD應(yīng)用 373.7.6可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器TL431 393.7.7單片機雙機串行通信 403.8人機交換模塊 413.8.1編碼電位器輸入模塊 413.8.2LED顯示器的顯示方式 423.8.3數(shù)碼管顯示電路原理 423.8.374HC595芯片性能 42第五章系統(tǒng)調(diào)試 434.1系統(tǒng)調(diào)試 434.1.1系統(tǒng)調(diào)試的一般步驟 44第六章總結(jié)與建議 46結(jié)束語 47致謝 49附錄1部分程序代碼 50附錄2硬件附圖 57第一章緒論1.1系統(tǒng)背景開關(guān)電源已有幾十年的發(fā)展歷史。1955年發(fā)明的自激推挽式晶體管單變壓器直流變換器，率先實現(xiàn)了高頻轉(zhuǎn)換控制功能；1957年發(fā)明的自激推挽式雙變壓器，1964提出的無工頻變壓器式開關(guān)電源設(shè)計方案，有力地推動了開關(guān)電源技術(shù)進步。1977年脈寬調(diào)制（PWM）控制器集成電路的問世，1994年單片開關(guān)電源的問世，為開關(guān)電源的推廣和普及創(chuàng)造了條件。與此同時，開關(guān)電源的頻率也從最初的20KHz提高到幾千赫茲至幾兆赫茲。目前，開關(guān)電源正朝高效節(jié)能，安全環(huán)保、短、小、輕、薄的方向發(fā)展。各種新技術(shù)、新工藝和新器件如雨后春筍，不斷問世，開關(guān)電源的應(yīng)用也日益普及。1.1.1綠色節(jié)能型開關(guān)電源目前，國外許多著名的IC廠家都在大力開發(fā)低功耗，節(jié)能型開關(guān)電源集成電路。例如，美國PI公司采用EcoSmart節(jié)能技術(shù)，開發(fā)的TOPSwitch-GX等系列的單片開關(guān)電源。PI公司最近宣布，由于使用該公司EcoSmar技術(shù)的單片開關(guān)電源IC，可為全球消費者節(jié)約大約20億美元大的電費。荷蘭Philips公司推出的TEA1520等系列的綠色芯片，都將高效節(jié)能放在重要位置。與此同時，綠色節(jié)能電源的國際標準也被普遍采用。例如，美國早在1992年就制定了“能源之星”計劃，以降低開關(guān)電源的空載功耗。美國加州能源委員會（CEC）制定的強制性節(jié)能標準已從2006年7月1日開始執(zhí)行，它要求電子產(chǎn)品必須大幅降低待機功耗和空載功耗。1.1.2智能化數(shù)字電源21世紀初問世的智能數(shù)字電源系統(tǒng)以其優(yōu)良特性和完備的監(jiān)控功能，越來越引起人們的關(guān)注。數(shù)字電源提供了智能化的適應(yīng)性與靈活性，具備直接監(jiān)控，處理并適應(yīng)系統(tǒng)條件的能力，能滿足任何復(fù)雜的電源要求。此外，數(shù)字電源還可以通過遠程診斷來確保系統(tǒng)長期工作的可靠性，包括故障管理，過電流保護以及避免停機等。數(shù)字電源的推廣，為實現(xiàn)智能化電源系統(tǒng)的優(yōu)化設(shè)計創(chuàng)造了有力條件。數(shù)字電源的特點有下面幾點。它是以數(shù)字信號處理器（DSP）或微控制器（MCU）為核心，采用“整合數(shù)字電源”技術(shù)實現(xiàn)了開關(guān)電源中模擬組件與數(shù)字組件的優(yōu)化組合。能充分發(fā)揮數(shù)字信號處理器及微控制器的優(yōu)勢，使所設(shè)計的數(shù)字電源達到高技術(shù)指標。便于構(gòu)成分布式數(shù)字電源系統(tǒng)。1.1.3可編程開關(guān)電源可調(diào)式開關(guān)電源都是通過手動調(diào)節(jié)電阻值來改變穩(wěn)壓器輸出電壓的，不僅調(diào)節(jié)精度低，而且使用不夠方便，數(shù)字電位器（DigitalPotentiometer）亦稱數(shù)控電阻器（DigitallyControlledPotentiometer），可簡稱為DCP。利用數(shù)字電位器代替可調(diào)電阻，可構(gòu)成由計算機控制的可編程開關(guān)電源。1.2電源技術(shù)的發(fā)展與方向1.2.1線性電源和開關(guān)電源線性穩(wěn)定電源，其特點是:它的功率器件調(diào)整管工作在線性區(qū)，靠調(diào)整管之間的電壓降來穩(wěn)定輸出，穩(wěn)定性高，紋波小，可靠性高，易做成多路、輸出連續(xù)可調(diào)的成品。線性電源的主要問題在于：輸出精度低、效率低、散熱問題大以及很難在一個通用的輸入電壓范圍內(nèi)工作，但最主要的缺陷還是在體積和重量上。通過輸入調(diào)整器可以使輸出精度增加，但這更增加功率消耗，并使效率更低。線性電源要達到50%的效率就不容易了，這些白白消耗掉的功率還帶來散熱問題。如果要使線性電源在一個通用輸入電壓范圍(85V—265VAC)工作，會導(dǎo)致線性電源的效率更低。開關(guān)電源就是開關(guān)型直流穩(wěn)壓電源，它的電路形式要有單端反激式、單端正激式、半橋式、推挽式和全橋式。它和線性電源的根本區(qū)別在于它的變壓器不工作在工頻上，而是工作在幾十千赫茲到幾兆赫茲頻率上。功率開關(guān)管工作在飽和區(qū)截止區(qū)，即工作在開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)電源因此而得名。開關(guān)電源的優(yōu)點是體積小，重量輕，穩(wěn)定可靠。多年來，由于技術(shù)上的障礙(高壓，大功率)，開關(guān)電源集成電路在集成化上一直因一種電流模式PWM開關(guān)電源控制器的設(shè)計得不到很大的進步。但是最近這幾年，大規(guī)模和超大規(guī)模集成電路技術(shù)的迅猛發(fā)展，能將集成電路技術(shù)的精細加工技術(shù)和高壓大電流技術(shù)有機結(jié)合，出現(xiàn)了一批全新的全控型功率器件。首先是功率MOSFET的問世，導(dǎo)致了中小功率電源向高頻化發(fā)展，而后絕緣門極雙極晶體管的出現(xiàn)，又為大中型功率電源向高頻發(fā)展帶來機遇。因此目前可以通過集成復(fù)雜的功能電路來進一步提高開關(guān)電源的性能和安全性，這包括熱保護電路、限流電路、過/欠壓保護電路等。通過上面的分析我們可以看到，與線性電源相比，開關(guān)電源輸出精度高，轉(zhuǎn)換效率高，性能可靠。除此之外，開關(guān)電源最大的優(yōu)勢還在于能夠大幅縮小變壓器的體積和重量，這是因為開關(guān)電源的變壓器工作于50KHz到1MHz的高頻條件下，而不是像線性電源中的那樣工作于50Hz的低頻狀態(tài)，因此縮小了變壓器的體積和重量，而這也就縮小了整個電子系統(tǒng)的體積和重量。理論分析和實踐經(jīng)驗表明，電氣產(chǎn)品的變壓器、電感和電容的體積重量與供電頻率的平方根成反比。如果把工作頻率從工頻50Hz提高到20kHz，提高400倍，用電設(shè)備的體積重量可以下降至工頻設(shè)計的5-10%，其主要材料可節(jié)約90%或更高。一般說來，開關(guān)電源的重量是線性電源的1/4，相應(yīng)的體積大概是線性電源的1/3。因此，開關(guān)電源代替線性電源是大勢所趨[1]。1.2.2電源技術(shù)的發(fā)展方向開關(guān)電源產(chǎn)品的技術(shù)發(fā)展動向是高可靠、高穩(wěn)定、低噪聲、抗干擾和實現(xiàn)模塊化、小型、薄型、輕運化。由于電源輕、小、薄的關(guān)鍵是高頻化，因此國外目前都在致力于同步開發(fā)新型高智能元器件，特別是改善二次整流管的損耗、變壓器電容器小型化，并同時采用SMT技術(shù)在電路板兩面布置元件以確保開關(guān)電源的輕、小、薄。（1）高效電源管理從以前的線性設(shè)計到當今的開關(guān)電源設(shè)計，是高效電源發(fā)展的一種集中體現(xiàn)。各國積極倡導(dǎo)節(jié)能環(huán)保而紛紛制定的高效電源規(guī)范，也是推動高效節(jié)能電源、低待機能耗產(chǎn)品應(yīng)用的主要動力。尤其是未來越來越多的中國產(chǎn)品將出口到國外，需要滿足歐美等國的電源標準，這將促進中國企業(yè)對高效電源的需求。對于便攜式電源管理，效率尤為重要。（2）低功耗隨著各種整機設(shè)備市場規(guī)模的不斷增長和社會對環(huán)保問題的日益重視，功耗問題逐漸成為關(guān)注熱點，電源管理和電源控制市場成為整個半導(dǎo)體產(chǎn)業(yè)中最為活躍的領(lǐng)域之一，降低電子產(chǎn)品功耗這一需求，將推動電源管理器件市場的穩(wěn)步發(fā)展。（3）智能化運用電源管理程序?qū)崿F(xiàn)節(jié)電控制也是非常有效而可行的方法，目前大多數(shù)筆記本，普遍采用這種智能節(jié)電管理技術(shù)，它是利用軟件的方法對各主要耗電部件的用電狀態(tài)控制，對暫不工作的部件減少甚至停止供電。（4）高集成便攜式應(yīng)用的空間十分有限，這就迫使電源供應(yīng)商把更多功能集成到更小的封裝內(nèi)，或者把多路電壓轉(zhuǎn)換集成到單芯片封裝內(nèi)。在日益競爭的時代，提供高效整合體積的解決方案勢在必行，且應(yīng)以整體電源方案為用戶降低成本，提升效能與可靠度。（5）多功能2005年，美國國家半導(dǎo)體公司(NS)宣布推出一款可為先進應(yīng)用及通信處理器提供供電的電源管理產(chǎn)品。它具有可編程的靈活性，可為采用ARM技術(shù)的應(yīng)用及通信處提供穩(wěn)定的供電。它的電源管理單元FlexPMU是一個單芯片的解決方案，設(shè)有一個在一起的供電區(qū)。1.2.3開關(guān)電源的市場前景和研究現(xiàn)狀電源管理始終是模擬IC市場最亮的看點，占到整個模擬IC市場31.2%的份額。據(jù)研究機構(gòu)預(yù)測，2008年全球電源管理芯片銷售額將上升至295億美元，2003年到2008年的年復(fù)合增長率為12.7%，功率模擬器件將持續(xù)強勁地增長，PC、手機、數(shù)碼相機、MP3以及數(shù)字電視成為最主要的增長市場。從應(yīng)用領(lǐng)域看，電源管理芯片市場的焦點集中在便攜式產(chǎn)品、消費類電子、計算機、通訊和網(wǎng)絡(luò)設(shè)備應(yīng)用領(lǐng)域，同時工業(yè)設(shè)備、汽車電子對電源管理芯片的需求也呈上升趨勢，這些需求讓電源管理芯片市場倍添活力。由于人們在生活和工作中的移動性越來越強，對手機、數(shù)碼相機、筆記本電腦、MP3播放器等便攜式產(chǎn)品的需求將越來越大，預(yù)計2010年全球所有便攜式產(chǎn)品的出貨量將達到45億個，這些產(chǎn)品構(gòu)成了電源管理芯片巨大的需求市場。另外，由于便攜式產(chǎn)品中彩屏、音視頻、GPS等功能的日益多樣化，對電源管理芯片的要求也日益提高，如便攜式產(chǎn)品的空間十分有限，這就要求電源管理芯片廠商把更多的功能集成在更小封裝內(nèi)。我國于1974年研制成功了工作頻率10KHz，輸出電壓為5V的無工頻降壓型開關(guān)電源。近20多年來，我國的許多研究所、工廠及高等院校已研制出多種型號的工作頻率在20kHz左右，輸出功率在1000W以下的無工頻降壓型開關(guān)電源，并應(yīng)用于電子計算機、電視等方面，取得了較好的效果。工作頻率為100KHz-200KHz的高頻開關(guān)于上世紀80年代初期己開始研制，90年代初就已研制成功，并逐漸走向?qū)嵱秒A段進一步提高工作頻率。許多年來，雖然我國在開關(guān)電源方面作了巨大的努力，并取得了可喜的成果，但是，目前我國的開關(guān)電源技術(shù)與一些先進的國家相比仍有較大的差距。第二章系統(tǒng)的總體設(shè)計2.1方案論證開關(guān)電源具有較快的發(fā)展，從而產(chǎn)生了不同的設(shè)計思路。開關(guān)電源的一般結(jié)構(gòu)框圖如圖2.1所示，本設(shè)計通過對不同的方案的對比得出了最佳方案的設(shè)計。圖2.1開關(guān)電源的一般框圖2.1.1DC-DC主回路拓撲結(jié)構(gòu)方案一：主回路采用非隔離推挽式拓撲結(jié)構(gòu)（如圖2.2所示），只能獲得低于輸入電壓的輸出電壓，且輸出電壓與輸入電壓不隔離，容易引起觸電事故。圖2.2非隔離式DC-DC結(jié)構(gòu)方案二：主回路采用隔離推挽式拓撲結(jié)構(gòu)（如圖2.3所示），輸入與輸出電氣不相連，通過開關(guān)變壓器的磁偶合方式傳遞能量，適合實驗室使用。本設(shè)計采用方案二。圖2.3隔離式DC-DC結(jié)構(gòu)2.1.2控制方法及實現(xiàn)方案方案一:采用脈沖頻率調(diào)制FPM(PulseFrequencyModulation)的控制方式，其特征是固定脈沖寬度，利用改變開關(guān)頻率的方法來調(diào)節(jié)占空比。輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍大，但要求濾波電路必須在寬頻帶下工作。方案二：采用脈沖寬度調(diào)制PWM（PulseWildthModulation）的控制方式，其特征是固定開關(guān)的頻率，通過改變脈沖寬度改變占空比控制型效率高并具有良好的輸出電壓和噪聲?；谏鲜隹紴V及題目的具體要求，本設(shè)計選用PWM調(diào)制方式[2]。2.1.3提高效率的方法及實現(xiàn)方案針對提高效率的問題，使用了如下兩種方案。方案一：降低開關(guān)變壓器次級的輸出整流管VD2的損耗，進而提高變換效率?？梢赃x擇肖特基二極管，其正向傳輸損耗低，而且不存在反向恢復(fù)損耗。方案二：使斬波器斬波頻率與開關(guān)變壓器的頻率相匹配。改變控制器的開關(guān)頻率使得開關(guān)變壓器的磁損耗達到最小，以提高電源的轉(zhuǎn)換效率。2.2主體思路采用C8051F350單片機和STC12C5616AD單片機實現(xiàn)對基于控制PWM的不對稱半橋式功率變換器的數(shù)字控制，實現(xiàn)直流輸出電壓的設(shè)定和步進的連續(xù)調(diào)整，最大輸出電流為5A。同時實現(xiàn)了對輸出電壓和輸出電流的顯示等功能。系統(tǒng)主要包括控制開關(guān)電源模擬電路部分和單片機組成的數(shù)控部分。系統(tǒng)框圖如圖2.4所示電網(wǎng)電網(wǎng)整流濾波變壓整流驅(qū)動放大MOSFET斬波UARTPWM調(diào)制主機反饋檢測輸出保護輸出顯示從機A/D給定圖2.4系統(tǒng)總框圖輸入電路部分：首先由一個壓敏電阻對輸入的市電進行尖峰電壓限幅，然后由一個扼流線圈對輸入浪涌電流進行限流，再由全橋整流濾波電路將輸入電壓轉(zhuǎn)化成300V直流電壓。功率變換部分：本設(shè)計選用隔離式開關(guān)變壓器，隔離式開關(guān)電源都是用高頻變壓器作為主要隔離器件，并通過MOSFET功率管對300V直流電壓進行PWM斬波，送入到高頻開關(guān)變壓器進行功率的變換及傳送。驅(qū)動電路部分：高壓側(cè)MOSFET選用IRFPF50，低壓側(cè)選用IRF540和IRF5305。MOSFET的工作需要有專用的驅(qū)動電路，由MOSFET的各個參數(shù)算出選擇IR2110作為MOSFET的驅(qū)動電路。IR2110是多通道，輸出電流為2A的MOSFET驅(qū)動芯片，其各個指標都滿足本設(shè)計的要求。輸出電路部分：高頻開關(guān)變壓器變送過來的高頻脈動電動勢不能直接用于輸出，需要對功率PWM波進行高頻整流濾波。由PWM控制器的輸出PWM的頻率可知，整流管的開關(guān)頻率必須大于500KHz。又由于輸出電流較大，整流管的壓降損耗嚴重，因此要選擇低導(dǎo)通壓降的快恢復(fù)二極管。經(jīng)過元器件的選型與比較，本設(shè)計選用MUR3060PT肖特基二極管。MUR3060PT肖特基二極管正向傳輸損耗低，而且不存在反向恢復(fù)損耗。PWM控制部分：由開關(guān)電源專用控制芯片TL494控制PWM的輸出，TL494的振蕩頻率由其5、6引腳的RC值決定，約為f=1.1/（RC）。振蕩器產(chǎn)生的鋸齒形振蕩波送到PWM比較器的反相輸入端，脈沖調(diào)寬電壓送到PWM比較器的同相輸入端，通過PWM比較器進行比較，輸出一定寬度的脈沖波。當調(diào)寬電壓變化時，TL494輸出的脈沖寬度也隨之改變，從而改變開關(guān)管的導(dǎo)通時間Ton，達到調(diào)節(jié)、穩(wěn)定輸出電壓的目的反饋檢測部分：輸出電壓經(jīng)過電壓采樣、電流采樣后送到TL494的反饋輸入端，從而達到控制脈沖寬度的調(diào)制。脈沖調(diào)寬電壓可由3腳直接送入的電壓來控制，也可分別從兩個誤差放大器的輸入端送入，通過比較、放大，經(jīng)隔離二極管輸出到PWM比較器的正相輸入端。兩個放大器可獨立使用，如分別用于反饋穩(wěn)壓和過流保護。信號給定部分：本設(shè)計選用兩個單片機同時協(xié)調(diào)系統(tǒng)的工作。其中C8051F350單片機主要是對功率電路的控制和對輸出電壓、電流的采樣反饋；STC12C5616AD單片機則對編碼電位器的輸入進行解碼和數(shù)碼管的顯示。信號的給定則用PWM的方式進行D/A輸出，對PWM進行二階濾波后，信號的輸出電壓Uo=DU，其中U為PWM波形的高電平值。PWM選用16位計數(shù)方式，則D/A的分辨率為1/65535，此分辨率完全滿足了本設(shè)計的要求。兩個單片機之間的通信則選用單片自帶的UART，UART具有布線簡單，編程簡單的優(yōu)點，同時自定義了一些通信協(xié)議。人機交換部分：電壓值的輸入由編碼電位器編碼輸入。編碼電位器與STC12C5616AD單片機相連，編碼電位器在工作時會產(chǎn)生一系列的編碼，STC12C5616AD單片機對I/O口電平進行定時采樣，以識別出編碼電位器的編碼，再由單片機按編碼電位器的編碼方法進行解碼，從而獲得輸入的電壓值。顯示部分則由STC12C5616AD單片機將數(shù)據(jù)由I/O口按74HC595的讀寫時序串行輸出，74HC595將輸出的數(shù)據(jù)串-并譯碼后直接驅(qū)動數(shù)碼管的顯示[3]。2.3軟件設(shè)計思路軟件設(shè)計完成的主要功能有三部分：設(shè)置輸出電壓；檢測輸出電壓；顯示輸出電壓。軟件流程說明：當電源打開的時候，MCU進行復(fù)位，寄存器清零。接著電源應(yīng)該顯示和輸出上次關(guān)機前的電壓大小，這時候MCU先讀取EEPROM中保存的電壓編號，根據(jù)電壓編號讀出對應(yīng)電壓，把該數(shù)據(jù)送到STC12C5616AD單片機，再轉(zhuǎn)換成BCD碼送到顯示部分。這時候程序循環(huán)檢測是否有旋鈕的旋轉(zhuǎn)，如果高位旋鈕被旋轉(zhuǎn)，電壓大小步進變化，電壓數(shù)據(jù)加（減）1，相對應(yīng)輸出電壓（POWER-OUT引腳）以1V或者0.1V為單位改變大小，如果低位旋鈕被旋轉(zhuǎn)按下，當前電壓數(shù)據(jù)加1，相對應(yīng)輸出電壓（POWER-OUT引腳）以0.001V或者0.01V為單位改變大小，保存設(shè)置電壓數(shù)據(jù)。保存該電壓編號，讀對應(yīng)電壓，并將電壓值送到STC12C5616AD單片機并且用數(shù)碼管顯示。2.3.1軟件系統(tǒng)的邏輯控制從本系統(tǒng)的硬件原理圖（見附錄）中可以分析出軟件系統(tǒng)的邏輯控制方式，其邏輯控制圖如圖2-5所示。軟件的設(shè)計就是對串口、顯示、編碼器、PWM、ADC這五個模塊的控制。STC12C5616ADSTC12C5616ADC8051F350雙機通信輸入模塊顯示模塊A/D模塊PWM給定圖2.5系統(tǒng)軟件邏輯控制圖2.3.2軟件系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)根據(jù)軟件系統(tǒng)的邏輯控制方式可以分析出軟件系統(tǒng)的總體結(jié)構(gòu)，在主模塊的控制下，內(nèi)部處理模塊、數(shù)據(jù)采集處理模塊和用戶交互模塊共同完成了系統(tǒng)的設(shè)計目標。軟件系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖2-6所示。主控模塊主控模塊內(nèi)部處理模塊用戶交換界面數(shù)據(jù)采集模塊ADC轉(zhuǎn)換PWM給定數(shù)據(jù)存儲數(shù)據(jù)顯示模塊串口通信模塊圖2.6軟件系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖2.4軟件設(shè)計部分概述程序設(shè)計語言的選擇考慮到所要實現(xiàn)的功能較多，雖然匯編語言產(chǎn)生的目標程序簡短，占用存儲空間較小，實時性強，C語言編程會占用較大的存儲空間，而且C語言的實時性較差，但是C語言編程比較簡單。本次設(shè)計利用C語言作為主程序，分別調(diào)用了AD轉(zhuǎn)換子程序，PWM子程序，編碼器中斷子程序，串口中斷子程序，數(shù)碼管LED顯示子程序。2.4.1程序設(shè)計方法（1）結(jié)構(gòu)化程序設(shè)計：是給程序施加一定的約束，它限定采用規(guī)定的結(jié)構(gòu)類型和操作順序。結(jié)構(gòu)化程序設(shè)計規(guī)定任何程序序列必須由直線順序結(jié)構(gòu)，條件結(jié)構(gòu)，循環(huán)結(jié)構(gòu)基本形式組成。但它只考慮操作的順序而不考慮數(shù)據(jù)因此不適合數(shù)據(jù)處理。（2）自頂向下的程序設(shè)計：這種設(shè)計方法是先從系統(tǒng)一級的管理程序開始設(shè)計，從屬的程序或子程序用一些程序符號來代替。當系統(tǒng)一級的程序編寫后，在將各個標志擴展成從屬程序或子程序，最后完成整個系統(tǒng)程序。（3）模塊化程序設(shè)計：模塊實質(zhì)就是具有一定功能，相對獨立的程序段。模塊能夠獨立地完成一定功能，能獨立設(shè)計、查錯、調(diào)試、修改與維護。模塊化程序設(shè)計是把整個系統(tǒng)按照一定規(guī)則劃分成若干個模塊，并且對劃分的模塊可進一步詳細劃分，直到最下層的每個模塊能相對獨立且容易編程為止。本次設(shè)計就是采用了模塊化的程序設(shè)計思想，基于這種思想，縮短了程序開發(fā)的周期。2.4.2軟件設(shè)計步驟（1）系統(tǒng)定義：就是清楚地列出系統(tǒng)的各個部分與軟件設(shè)計有關(guān)的特點，并進行定義，以作為軟件設(shè)計的依據(jù)，系統(tǒng)定義是對系統(tǒng)任務(wù)的描述。（2）程序設(shè)計：程序設(shè)計是制定程序的綱要，也就是將系統(tǒng)定義的問題用程序的方式進行描述、繪制流程圖，結(jié)構(gòu)化程序設(shè)計、模塊化程序設(shè)計和自頂向下設(shè)計等，都是此步驟的有效方法。（3）文件編制：文件編制是用流程圖、注釋、存儲器分配說明等方法來描述程序來形成文件，以便用戶和操作人員了解。文件編制的好壞，直接影響到程序的使用、維護和擴充。（4）維護和再設(shè)計：當軟件投入現(xiàn)場運行時，一方面可能會發(fā)生各種現(xiàn)場問題，因而需要進一步對系統(tǒng)軟件進行改造和完善；另一方面，用戶往往會由于環(huán)境或技術(shù)條件的變化，提出比原計劃更多的要求，因而需要對原系統(tǒng)軟件進行改進和擴充，然后再重新固化，以適應(yīng)情況變化的要求。第三章系統(tǒng)硬件設(shè)計3.1隔離式高頻開關(guān)電源隔離式開關(guān)電源的變換器具有多種形式。主要分為半橋式、全橋式、推挽式、單端反激式、單端正激式等。在設(shè)計電源時，設(shè)計者采取哪種變換器電路形式，主要根據(jù)成本、要達到的性能指標等因素來決定。各種形式的電源電路的基本功能塊是相同的，只是完成這些功能的技術(shù)手段有所不同。隔離式高頻開關(guān)電源電路的共同特點就是具有高頻變壓器，直流穩(wěn)壓是從變壓器次級繞組的脈沖電壓整流濾波而來。開關(guān)電源的基本功能框圖如圖3.1所示。圖3.1開關(guān)電源的基本功能框圖圖3.1中，交流線路電壓無論是來自電網(wǎng)的，還是經(jīng)過變壓器降壓的，首先要經(jīng)過整流、濾波電路變成含有一定脈動電壓成分的直流電壓，然后進入高頻變換部分。高頻變換部分的核心是有一個高頻功率開關(guān)元件，比如開關(guān)晶體管、場效應(yīng)管(MOSFET)等元件，高頻變換部分產(chǎn)生高頻(20kHz以上)高壓方波，所得到的高壓方波送給高頻隔離降壓變壓器的初級，在變壓器的次級感應(yīng)出的電壓被整流、濾波后就產(chǎn)生了低壓直流電壓。為了調(diào)節(jié)輸出電壓，使得在輸入交流和輸出負載發(fā)生變化時，輸出電壓能保持穩(wěn)定，在這里采用一個叫做脈沖寬度調(diào)制器(PWM)的電路，通過對輸出電壓采樣，并把采樣的結(jié)果反饋給控制電路，控制電路把它與基準電壓進行比較，根據(jù)比較結(jié)果來控制高頻功率開關(guān)元件的開關(guān)時間比例(占空比)，達到調(diào)整輸出電壓的目的[4]。在方波的上升沿和下降沿，有很多高次諧波，如果這些高次諧波反饋到輸入交流線，就會對其它電子設(shè)備產(chǎn)生干擾。因此，在交流輸入端，必須要設(shè)置無線頻率干擾(RFl)濾波器，把高頻干擾減少到可接收的范圍。此外，為了使整個電路安全可靠地工作，還要設(shè)計輔助電路，主要包括過壓、過流保護電路等。3.2輸入電路設(shè)計前面已經(jīng)提到，隔離式開關(guān)電源是直接對輸入的交流電壓進行整流，而不需要低頻線性隔離變壓器。現(xiàn)代的電子設(shè)備生產(chǎn)廠家一般都要滿足國際市場的需求，所以他們所設(shè)計的開關(guān)電源必須要適應(yīng)世界范圍的交流輸入電壓，通常是180-260v的范圍。220V市電經(jīng)整流橋整流以后，變?yōu)榧s300V的。如圖3.2所示。圖3.2輸入電路原理圖3.2.1電壓整流技術(shù)在前面已經(jīng)提到，隔離式開關(guān)電源是直接對輸入的交流電壓進行整流，而不需要低頻線性隔離變壓器?，F(xiàn)代的電子設(shè)備生產(chǎn)廠家一般都要滿足國際市場的需求，所以他們所設(shè)計的開關(guān)電源必須要適應(yīng)世界范圍的交流輸入電壓，通常是180-260v的范圍。220V市電經(jīng)整流橋整流以后，變?yōu)榧s300V的脈動電壓，再由濾波電容平滑濾波后，得到較為平直的300V直流電壓，以給開關(guān)變壓器供電。3.2.2輸入濾波電容在交流輸入電壓最低時，整流濾波后的直流電壓的脈動值Vpp是最低輸入交流電壓峰值的20%-25%。設(shè)輸入交流電壓的變化范圍為Vline(min)～Vline(max)，頻率f=40khz。相電壓有效值：Vline(min)～Vline(max)：220V*（15%～20%）=176～253V相電壓峰值：Vline(min)～Vline(max)：249～358V整流濾波后直流電壓的最大脈動值：Vpp=Vline(min)*（20%～25%）=50V（單相）整流濾波后的直流電壓Vin:（Vline(min)-Vpp）～Vline(max)為了保證整流濾波后的直流電壓最小值Vin(min)符合要求，每個周期中Cin所提供的能量約為：Win====15.7(焦耳)每個半周期輸入濾波電容所提供的能量為：=Cin[(Vline(min))2-Vin(min)2]（3-1）因此輸入濾波電容容量為：Cin=Win/((Vline(min))2-Vin(min)2)=713F（3-2）上式中，變壓器轉(zhuǎn)換率=70%，由于我們提供的是單相輸入則：A=1，頻率f=40KHZ。3.2.3輸入浪涌保護器件隔離式開關(guān)電源在加電時，會產(chǎn)生極高的浪涌電流。所以必須在電源的輸入端采取一些限流措施，才能有效地將浪涌電流減小到允許的范圍之內(nèi)。浪涌電流主要是由濾波電容充電引起的，在開關(guān)管開始導(dǎo)通的瞬間，電容對交流呈現(xiàn)出很低的阻抗，一般情況下，只是電容的E5R值。如果不采取任何保護措施，浪涌電流可接近幾百安培。通常廣泛采用的措施有兩種，一種方法是利用電阻一雙向可控硅并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)；另一種方法是采用負溫度系數(shù)(NTc)的熱敏電阻。用以增加對交流線路的阻抗，把浪捅電流減小到安全值。本設(shè)計采用負溫度系數(shù)(NTc)的熱敏電阻[5]。熱敏電阻技術(shù)：這種方法是把NTc(負溫度系數(shù))的熱敏電阻串聯(lián)在交流輸入端或者串聯(lián)在經(jīng)過橋式整流后的直流線上。RTl和RTz與NTc熱敏電阻的電阻—溫度特性和溫度系數(shù)的關(guān)系如圖3.3所示圖3.3熱敏電阻的溫度系數(shù)圖3.3中，α是熱敏電阻的溫度系數(shù)，用每度百分比(％／c)表示。當開關(guān)電源接通時，熱敏電阻的阻值基本上是電阻的標稱值。這樣，由于阻值較大，它就限制了浪涌電流。當電容開始充電時，充電電流流過熱敏電阻，開始對其加熱。由于熱敏電阻具有負溫度系數(shù)，隨著電阻的加熱，其電阻值開始下降，如果熱敏電阻選擇得合適，在負載電流達到穩(wěn)定狀態(tài)時，其阻值應(yīng)該是最小。這樣，就不會影響整個開關(guān)電源的效率。3.2.4輸入尖峰電壓保護在一般情況下，交流電網(wǎng)上的電壓為220v左右，但有時也會有高壓的尖峰出現(xiàn)。比如電網(wǎng)附近有電感性開關(guān)，暴風雨天氣時的雷電現(xiàn)象，都是產(chǎn)生高尖峰的因素。受嚴重的雷電影響，電網(wǎng)上的高壓尖峰可達5kv。另一方面，電感性開關(guān)產(chǎn)生的電壓尖峰的能量滿足下面的公式：（3-3）式3-3中L是電感器的漏感，I是通過線圈的電流。由此可見，雖然電壓尖峰持續(xù)的時間很短，但是它確有足夠的能量使開關(guān)電源的輸入濾波器、開關(guān)晶體管等造成致命的損壞，所以必須要采取措施加以避免[6]。用在這種環(huán)境中最通用的抑制干擾器件是金局氧化物壓敏電阻(MOV)瞬態(tài)電壓抑制器。當高壓尖峰瞬間出現(xiàn)在壓敏電阻兩端時，它的阻抗急劇減小到一個低值，消除了尖峰電壓使輸入電壓達到安全值。瞬間的能量消耗在壓敏電阻上，在選擇壓敏電阻時應(yīng)按下述步驟進行。（1）選擇壓敏電阻的電壓額定值，應(yīng)該比最大的電路電壓穩(wěn)定值大10％-20％；（2）計算或估計出電路所要承受的最大瞬間能量的焦爾數(shù)；（3）查明器件所需要承受的最大尖峰電流。上述幾步完成后，就可以根據(jù)壓敏電阻參數(shù)資料選擇合適的壓敏電阻器件。3.3功率變換電路設(shè)計3.3.1隔離全橋推挽變換電路一般情況下，隔離式開關(guān)電源都是用高頻變壓器作為主要隔離器件。在電路中，它是以變壓器的形式出現(xiàn)的，但實際上它起的作用是扼流圈。典型的全橋推挽式隔離變換器電路結(jié)構(gòu)如圖3.4所示圖3.4典型的全橋推挽式隔離變換器電路結(jié)構(gòu)圖3.4是輸出電壓可調(diào)的推挽式變壓器開關(guān)電源電路。在全波整流輸出的LC儲能濾波電路中可以省去一個續(xù)流二極管，因為用于全波整流的兩個二極管可以輪流充當續(xù)流二極管的作用。雙激式開關(guān)電源比單激式開關(guān)電源，具有輸出功率大、電壓紋波小、電壓輸出特性好等優(yōu)點，如圖3.5所示：圖3.5推挽式開關(guān)變壓器電源各主要工作點的電壓、電流波形圖3.5a）表示控制開關(guān)K1接通時，變壓器初級線圈N1繞組兩端的電壓波形。圖3.5b）表示控制開關(guān)K2接通時，變壓器初級線圈N2繞組兩端的電壓波形。圖3.5c）表示控制開關(guān)K1和K2輪流接通時，變壓器N3繞組兩端電壓Uo的波形。圖3.5d）表示開關(guān)變壓器次級線圈N3繞組兩端輸出電壓經(jīng)全波整流后的電壓波形。圖3.5c）中，Up、Up-分別表示開關(guān)變壓器次級線圈N3繞組兩端輸出電壓Uo的正最大值（半波平均值）和負最大值（半波平均值），[Up]、[Up-]分別表示開關(guān)變壓器次級線圈N3繞組兩端反激輸出電壓的正最大值（半波平均值）和負最大值（半波平均值）。圖3.5d）中，實線波形對應(yīng)控制開關(guān)K1接通時，開關(guān)變壓器次級線圈N3繞組兩端輸出電壓經(jīng)橋式或全波整流后的波形；虛線波形對應(yīng)控制開關(guān)K2接通時，開關(guān)變壓器次級線圈N3繞組兩端輸出電壓經(jīng)橋式或全波整流后的波形。Ua表示整流輸出電壓的平均值。圖3.5d）中，僅用儲能電容對整流輸出電壓進行濾波，是很難從脈動直流中取出輸出電壓的平均值的，必須同時使用儲能濾波電感才能取出輸出電壓的平均值。根據(jù)圖3.4和圖3.5，把整流輸出電壓Uo和LC濾波電路的電壓Uc、電流iL整定，以便用來計算推挽式變壓器開關(guān)電源儲能濾波電感、電容的參數(shù)。（3-4）或（3-5）同時可以求得輸出電壓Uo為：（3-6）3.3.2推挽式變壓器開關(guān)電源儲能濾波電感參數(shù)的計算在圖3.4中，當控制開關(guān)K1接通時，輸入電壓Ui通過控制開關(guān)K1加到開關(guān)變壓器線圈N1繞組的兩端，在控制開關(guān)K1接通Ton期間，開關(guān)變壓器線圈N3繞組輸出一個幅度為Up（半波平均值）的正激電壓uo，然后加到儲能濾波電感L和儲能濾波電容C組成的濾波電路上，在此期間儲能濾波電感L兩端的電壓eL為：（3-7）式3-4中：Ui為輸入電壓，Uo為直流輸出電壓，即：Uo為濾波電容兩端電壓uc的平均值。在此說明：由于電容兩端的電壓變化增量ΔU相對于輸出電壓Uo來說非常小，為了簡單，我們這里把Uo當成常量來處理。

對式進行積分得：（3-8）式中i（0）為初始電流（t=0時刻流過電感L的電流），即：控制開關(guān)K1剛接通瞬間，流過電感L的電流，或稱流過電感L的初始電流。從圖3.5中可以看出i（0）=Ix。當控制開關(guān)K由接通期間Ton突然轉(zhuǎn)換到關(guān)斷期間Toff的瞬間，流過電感L的電流iL達到最大值：（3-9）從圖3.5可以看出，，，即：（3-10）根據(jù)3-9式，3-10式還可進一步求得：（3-11）該式就是計算推挽式變壓器開關(guān)電源輸出電壓的表達式。式中，Uo為推挽式變壓器開關(guān)電源輸出電壓，Ui為推挽式變壓器開關(guān)電源輸入電壓，Up為推挽式變壓器開關(guān)電源開關(guān)變壓器次級線圈N3繞組的正激輸出電壓，Up-為推挽式變壓器開關(guān)電源開關(guān)變壓器次級線圈N3繞組的反激輸出電壓，n為開關(guān)電源次級線圈N3繞組與初級線圈N1繞組或N2繞組的匝數(shù)比。根據(jù)上面分析結(jié)果，式3-9可以寫為：（3-12）或（3-13）由式3-9可知，當控制開關(guān)K1、K2的占空比均為0.5時，Upa與Upa-基本相等，由此我們也可以認為Up與Up-基本相等。由于，當控制開關(guān)K1、K2的占空比均為0.5時，式3-12和式3-13的計算結(jié)果為0。因此，當控制開關(guān)K1、K2的占空比均為0.5時，推挽式變壓器開關(guān)電源經(jīng)整流后輸出的電壓波形基本上是純直流，沒有交流成分，輸出電壓Uo等于最大值Up，因此，可以不需要儲能電感濾波。但是，如果要求輸出電壓可調(diào)，推挽式變壓器開關(guān)電源的兩個控制開關(guān)K1、K2的占空比必須要小于0.5；因為推挽式變壓器開關(guān)電源正反激兩種狀態(tài)都有電壓輸出，所以在同樣輸出電壓（平均值）的情況下，兩個控制開關(guān)K1、K2的占空比相當于要小一倍。由此可知，當要求輸出電壓可調(diào)范圍為最大時，占空比最好取值為0.25。當兩個控制開關(guān)K1、K2的占空比取值均為0.25時，Upa=3Upa-，由此也可以認為Up等于3Up-。把上面已知條件代入3-13式，可求得：（3-14）或（3-15）同時可以求得輸出電壓Uo為：（3-16）(3-14）、（3-15）、（3-16）式就是計算推挽式變壓器開關(guān)電源儲能濾波電感和濾波輸出電壓的表達式（D為0.25時）。式中Uo為推挽式變壓器開關(guān)電源輸出電壓，Ui為推挽式變壓器開關(guān)電源輸入電壓，T為控制開關(guān)的工作周期，F(xiàn)為控制開關(guān)的工作頻率，n為開關(guān)電源次級線圈N3繞組與初級線圈N1繞組或N2繞組的匝數(shù)比。同理，（3-14）、（3-15）、（3-16）式的計算結(jié)果，只給出了計算推挽式變壓器開關(guān)電源儲能濾波電感L的中間值，或平均值，對于極端情況可以在平均值的計算結(jié)果上再乘以一個大于1的系數(shù)。交流電源經(jīng)過整流橋D1和電容C4整流和濾波后，產(chǎn)生直流高壓U1給高頻變壓器一次繞組供電。D4和D7能將漏感產(chǎn)生的尖峰電壓鉗位到安全值，并能衰減振鈴電壓。D4采用反向擊穿電壓為200V的瞬態(tài)電壓抑制器P6KE200，D7選用1A/1000V的超快恢復(fù)二極管IN4007。二次繞組電壓能過D6、C13、L1低通扼流圈、C14、C15整流濾波，獲得5V輸出電壓。5V電壓值是由TL431提供穩(wěn)定電壓，R6和R7能設(shè)定輸出電壓值，并能為輸出提供一個假負載，用以提高輕載時的負載調(diào)整率。3.3V電壓是經(jīng)5V穩(wěn)壓后得到的。由R4和IC1來調(diào)節(jié)控制端電流，通過改變輸出占空比達到穩(wěn)壓目的。共模扼流圈T2能減小由一次繞組接D端的高壓開關(guān)波形所產(chǎn)生的共模泄漏電流。C12為保護電容，用于濾掉由一次、二次繞組耦合電容引起的干攏。C16不僅能濾除加在控制端上的尖峰電流，而且決定了自啟動頻率。由于隔離變壓器T除了具有初、次級間安全隔離的作用外，它還有變壓器和扼流圈的作用，所以在全橋推挽式變換器的輸出部分一般不需要加電感，但在實際應(yīng)用中，往往在整流器和濾波電容之間加一個小的電感線圈，用以降低高頻開關(guān)噪聲的峰值[7]。3.3.3磁芯的選擇高頻變壓器的最大承受功率P與磁芯截面積S（單位是cm）之間存在下述經(jīng)驗公式。S=0.11（3-17）其中，P的單位是W?，F(xiàn)實際輸出功率P=420W。設(shè)開關(guān)電源的效率=70%，則高頻變壓器的額定輸入功率P=P/=600W。設(shè)計高頻變壓器時應(yīng)留出余量，可取P=700W，代入式（3-17）中求出S=2.91cm。查表3-8-2可知，PQ50/50型磁芯的S=3.28cm，與之最為接近。E-43的飽和磁通密度B=400mT，使用時為防止出現(xiàn)磁飽和現(xiàn)象而損壞開關(guān)功率管，可取磁通密度B=150mT。表3.1PQ型磁芯規(guī)格及參數(shù)型號ABCDEFIAe

(c㎡)Le

(cm)Ve

(cm3)AL

(nH/N2)μePQ20/1620.58.214188.712.55.40.623.742.3138801868PQ20/2020.510.214188.712.57.40.624.542.7933101944PQ26/2026.510.219231212.65.91.194.635.4961701920PQ26/2526.512.51922.512.215.57.91.185.556.5352501972PQ32/203210.42227.513.7195.61.705.559.4273101896PQ32/303215.32227.513.71910.51.617.4611.9751401898PQ35/353517.5263214.623.512.351.968.7917.2648601733PQ40/404120.0283715.227.514.62.0110.1920.4543001738PQ50/505025.1324420.3531.517.93.2811.337.24672018503.3.4計算脈沖信號的最大占空比D當電網(wǎng)電壓在220V±20%范圍內(nèi)變化時，就對應(yīng)于176~264V。經(jīng)全波整流和濾波后直流輸入電壓的最大值、最小值分別為U≈360V，U≈240V。由于采用的是全橋推挽式變換電路，故占空比D可達到100%，但考慮到要留一定的死區(qū)時間，以免燒壞MOSFET管，因此D取80%。3.3.5計算一次繞組的電感量L高頻變壓器一次繞組的電感量L由下式確定L=（3-18）將=70%，U=240V，U=80%，f=100kHz一并代入式（3-8-4）中得到L==0.31mH設(shè)滿載時的峰值電流為I，在進行短路保護時的過載電流為I，有公式I=（3-19）I=1.3I（3-20）不難求出I==6.25A（3-21）I=8.125A（3-22）在上一次繞組上儲存的電能為W==10.2mJ（3-23）3.3.6確定一次繞組的匝數(shù)N一次繞組的安匝數(shù)N與所儲存的電能W之間存在下述關(guān)系式N=（3-24）將W=10.2mJ，B=130mT，S=3.28cm一并代入（3-24）中，得到N=469.0安匝。因此N==58.5匝（3-25）實取N=60匝，可采用的高強度漆包線繞制而成。3.3.7確定自饋繞組N和二次繞組的匝數(shù)一旦一次繞組匝數(shù)確定之后，利用下式即可計算N、的匝數(shù)N=（3-26）式中——繞組N（或）兩端的電壓；U——輸出整流二極管的正向壓降。自饋繞組U回路中的整流管VD采用FR305型快恢復(fù)二極管，其中U≈1V。繞組兩端的有效值電壓為20V時，經(jīng)整流濾波后可獲得大約16V的直流電源，向TL494供電。不難算出N==12.1匝（3-27）實取N=11匝，采用的高強度漆包線繞制。二次繞組回路中選用肖特基整流二極管MUR3060PT，U≈0.4V，=40V，故==12匝（3-28）鑒于當輸出電流I達到5A時，在繞組的銅阻及輸出引線電阻上均會產(chǎn)生較大的壓降，會造成輸出電壓的跌落，因此應(yīng)適應(yīng)當增加的匝數(shù)，以增加。實際去=13匝，用4股的高強度漆包線并聯(lián)后繞制而成，電流密度可用J=2.1A/mm。3.3.8計算空氣隙為防止高頻變壓器發(fā)生磁飽和現(xiàn)象而損壞開關(guān)功率管，需在E-43型磁芯的兩個側(cè)面各留出一定的空氣隙。假定磁場集中于氣隙處而未向外部泄露，則=0.06cm=0.6mm（3-29）每邊可留出0.3mm的氣隙，亦可取0.4~0.5mm的空氣隙。3.3.9設(shè)計注意事項（1）由于所選磁芯材料、元器件參數(shù)以及高頻變壓器制作工藝的不同，必要時需對匝數(shù)做適當調(diào)整。例如當偏低時刻適當增加、的匝數(shù)，可達6匝，應(yīng)以加額定負載后輸出電壓能達到40V為準。（2）空載時會升高到40~45V，這屬于正?，F(xiàn)象。必要時可在輸出端并聯(lián)一只阻值較小的假負載，或者接一只穩(wěn)壓管，把空載電壓降下來，使之接近于40V[8]。3.4功率管MOSFET及其驅(qū)動3.4.1功率管MOSFET功率MOSFET具有導(dǎo)通電阻低、負載電流大的優(yōu)點，因而非常適合用作開關(guān)電源（switch-modepowersupplies，SMPS）的整流組件。功率MOSFET和雙極型晶體管不同，它的柵極電容比較大，在導(dǎo)通之前要先對該電容充電，當電容電壓超過閾值電壓（VGS-TH）時MOSFET才開始導(dǎo)通。因此，柵極驅(qū)動器的負載能力必須足夠大，以保證在系統(tǒng)要求的時間內(nèi)完成對等效柵極電容（CEI）的充電。功率MOSFET以其導(dǎo)通電阻低和負載電流大的突出優(yōu)點，已經(jīng)成為SMPS控制器中開關(guān)組件的最佳選擇，專用MOSFET驅(qū)動器的出現(xiàn)又為優(yōu)化SMPS控制器帶來了契機。那些與SMPS控制器集成在一起的驅(qū)動器只適用于電路簡單、輸出電流小的產(chǎn)品；而那些用分立的有源或無源器件搭成的驅(qū)動電路既不能滿足對高性能的要求，也無法獲得專用單片式驅(qū)動器件的成本優(yōu)勢。專用驅(qū)動器的脈沖上升延時、下降延時和傳播延遲都很短暫，電路種類也非常齊全，可以滿足各類產(chǎn)品的設(shè)計需要。在計算柵極驅(qū)動電流時，最常犯的一個錯誤就是將MOSFET的輸入電容（CISS）和CEI混為一談，于是會使用下面這個公式去計算峰值柵極電流。I=C(dv/dt)（3-30）實際上，CEI的值比CISS高很多，必須要根據(jù)MOSFET生產(chǎn)商提供的柵極電荷（QG）指標計算。QG是MOSFET柵極電容的一部分，計算公式如下：QG=QGS+QGD+QOD（3-31）QG--總的柵極電荷QGS--柵極-源極電荷QGD--柵極-漏極電荷（Miller）QOD--Miller電容充滿后的過充電荷典型的MOSFET曲線如圖3.6所示，很多MOSFET廠商都提供這種曲線。可以看到，為了保證MOSFET導(dǎo)通，用來對CGS充電的VGS要比額定值高一些，而且CGS也要比VTH高。柵極電荷除以VGS等于CEI，柵極電荷除以導(dǎo)通時間等于所需的驅(qū)動電流（在規(guī)定的時間內(nèi)導(dǎo)通）[9]。圖3.6典型的MOSFET曲線用公式表示如下：QG=(CEI)(VGS)（3-32）IG=QG/t（3-33）其中：QG總柵極電荷，定義同上。CEI等效柵極電容VGS柵-源極間電壓IG使MOSFET在規(guī)定時間內(nèi)導(dǎo)通所需柵極驅(qū)動電流3.4.2驅(qū)動電路在選擇開關(guān)管的驅(qū)動電路時，本電源主功率管選用的是電壓型驅(qū)動方式的MOSFET，每個橋臂的兩個開關(guān)管180°互補導(dǎo)通，每個橋臂的兩個開關(guān)管的驅(qū)動電路相互隔離。如果要驅(qū)動功率較大的MOSFET，控制芯片的驅(qū)動能力就顯得不夠了，那么可以將控制芯片的驅(qū)動信號加以功率放大。驅(qū)動脈沖的傳播延時必需很短（與開關(guān)頻率匹配），才能保證高壓側(cè)和低壓側(cè)的MOSFET具有相等的導(dǎo)通延遲和截止延遲。例如，IR2110驅(qū)動器的脈沖上升沿和下降沿的傳播延遲均小于10ns。電路對功率器件的控制要求，同時提高了驅(qū)動電路的可靠性[3I。尤其是上管采用外部自舉電容上電，使得驅(qū)動電源數(shù)目較其他IC驅(qū)動大大減少，本開關(guān)電源主功率部分采用1片IR2110來驅(qū)動全橋推挽的2個MOSFET，僅需一路10V～20V的電源。這樣不僅降低了產(chǎn)品成本，并且提高了系統(tǒng)可靠性。其耐壓最高可達500V；功率器件柵極驅(qū)動電壓范圍10-20V；輸出電流峰值為2A；而且邏輯電源地和功率地之間允許+5V的偏移量；帶有下拉電阻的COMS施密特輸入端，可以方便地與LSTTL和CMOS電平匹配；獨立的低端和高端輸入通道，具有欠電壓同時鎖定兩通道功能；兩通道的匹配延時為10ns；開關(guān)通斷時間小，分別為100ns和90ns；工作頻率達500kHz。綜上考慮，選擇了如圖3.7的驅(qū)動電路：圖3.72110驅(qū)動電路上述電路中R5，R6，R7，R8四個電阻是作用是使電路均衡，緩沖和保護限流作用。四個開關(guān)的作用是在飽和時驅(qū)動能力更強。電容C6和電阻R9的作用是濾去高頻部分，防止高頻振蕩。以下為IR2110引腳功能：1腳：L0，低端輸出；2腳：COM，低端電源公共端；3腳：VCC，低端固定電源電壓；5腳：VS，高端浮置電源公共端；6腳：VB，高端浮置電源電壓；7腳：H0，高端輸出；9腳：VDD，邏輯電路電源電壓；10腳：HIN，邏輯輸入控制端；11腳：SD，輸入關(guān)閉端；12腳：LIN，低端邏輯輸入；13腳：GND，邏輯電路接地端。IR2110的內(nèi)部功能框圖如圖3.8所示。由三個部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護。如上所述IR2110的特點，可以為裝置的設(shè)計帶來許多方便。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設(shè)計，可以大大減少驅(qū)動電壓組的數(shù)量。圖3.8IR2110的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖1.高壓側(cè)懸浮驅(qū)動的自舉原理IR2110用于驅(qū)動半橋的電路如圖3.9所示。圖中C1、VD1分別為自舉電容和二極管，C2為VCC的濾波電容。假定在S1關(guān)斷期間C1已充到足夠的電壓（VC1≈VCC）。當HIN為高電平時VM1開通，VM2關(guān)斷，VC1加到S1的門極和發(fā)射極之間，C1通過VM1，Rg1和S1門極柵極電容Cgc1放電，Cgc1被充電。此時VC1可等效為一個電壓源。當HIN為低電平時，VM2開通，VM1斷開，S1柵電荷經(jīng)Rg1、VM2迅速釋放，S1關(guān)斷。經(jīng)短暫的死區(qū)時間（td）之后，LIN為高電平，S2開通，VCC經(jīng)VD1，S2給C1充電，迅速為C1補充能量。如此循環(huán)反復(fù)。圖3.9IR2110用于驅(qū)動半橋的電路2.自舉元器件的分析與設(shè)計（1）自舉電容的設(shè)計IGBT和PM（POWERMOSFET）具有相似的門極特性。開通時，需要在極短的時間內(nèi)向門極提供足夠的柵電荷。假定在器件開通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導(dǎo)通所需要的電壓（10V，高壓側(cè)鎖定電壓為8.7/8.3V）要高；再假定在自舉電容充電路徑上有1.5V的壓降（包括VD1的正向壓降）；最后假定有1/2的柵電壓（柵極門檻電壓VTH通常3～5V）因泄漏電流引起電壓降。綜合上述條件，此時對應(yīng)的自舉電容可用下式表示：C1=（1）工程應(yīng)用則取C1>2Qg/(VCC-10-1.5)。例如FUJI50A/600VIGBT充分導(dǎo)通時所需要的柵電荷Qg=250nC（可由特性曲線查得），VCC=15V，那么C1=2×250×10－9/(15－10－1.5)=1.4×10-7F（3-34）可取C1=0.22μF或更大一點的，且耐壓大于35V的鉭電容。（2）懸浮驅(qū)動的最寬導(dǎo)通時間ton(max)當最長的導(dǎo)通時間結(jié)束時，功率器件的門極電壓Vge仍必須足夠高，即必須滿足式（1）的約束關(guān)系。不論PM還是IGBT，因為絕緣門極輸入阻抗比較高，假設(shè)柵電容（Cge）充電后，在VCC=15V時有15μA的漏電流（IgQs）從C1中抽取。仍以4.1中設(shè)計的參數(shù)為例，Qg=250nC，ΔU=VCC－10－1.5=3.5V，Qavail=ΔU×C=3.5×0.22=0.77μC。則過剩電荷ΔQ=0.77－0.25=0.52μC，ΔUc=ΔQ/C=0.52/0.22=2.36V，可得Uc=10＋2.36=12.36V。由U=Uc及柵極輸入阻抗R===1MΩ可求出t（即ton(max)），由===1.236可求出ton(max)=106×0.22×10－6ln1.236=46.6ms（3）懸浮驅(qū)動的最窄導(dǎo)通時間ton(min)在自舉電容的充電路徑上，分布電感影響了充電的速率。下管的最窄導(dǎo)通時間應(yīng)保證自舉電容能夠充足夠的電荷，以滿足Cge所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通時漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導(dǎo)通時間ton(min)考慮，自舉電容應(yīng)足夠小。綜上所述，在選擇自舉電容大小時應(yīng)綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅(qū)動性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅(qū)動要求。從功率器件的工作頻率、開關(guān)速度、門極特性進行選擇，估算后經(jīng)調(diào)試而定。（4）自舉二極管的選擇自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應(yīng)能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關(guān)頻率之積。為了減少電荷損失，應(yīng)選擇反向漏電流小的快恢復(fù)二極管[10]。3.4.3死區(qū)時間的設(shè)計在設(shè)計過程中，MOSFET開關(guān)功率管經(jīng)常燒壞，是由于兩組功率管同時導(dǎo)通時，功率開關(guān)變壓器初級繞組一個給磁心正向激磁，另一個給磁心反向激磁，相互抵消。這樣一來，功率開關(guān)變壓器的次級無感應(yīng)電壓產(chǎn)生，輸出端無直流電壓流出；而且，功率開關(guān)變壓器初級的兩個對稱繞組將輸入直流電源電壓直接短路到兩只功率開關(guān)的集電極—發(fā)射極之間，使集電極峰植電流急劇增加，嚴重時兩只功率開關(guān)同時電流擊穿而被損壞。如圖3.10所示為產(chǎn)生共態(tài)導(dǎo)通現(xiàn)像兩只功率輸出的波形：圖3.10產(chǎn)生共態(tài)導(dǎo)通現(xiàn)像兩只功率輸出的波形為解決如上圖所示的死區(qū)時間的問題，我們使用TL494芯片，其4腳是控制死區(qū)時間引腳。在該腳上接上不同的電電壓值就可以設(shè)置不同的死區(qū)時間。當該引腳接地時，死區(qū)時間約占總周期的3-5%。3.5輸出電路設(shè)計3.5.1PWM濾波電路設(shè)計PWM是一種周期固定，而高低電平占空比可調(diào)的方波信號。PWM通過簡單的LC濾波網(wǎng)絡(luò)可以得到與信號占空比成線性關(guān)系的直接電壓，從而實現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換。如圖3.11所示：圖3.11PWM簡單的LC濾波網(wǎng)絡(luò)濾波電路中的R，C參數(shù)與PWM的周期以及直流電壓的精度要求直接相關(guān)，必須從理論上詳細分析。假設(shè)PWM波的頻率為f，高電平電壓為V，占空比為a。如果RC網(wǎng)絡(luò)的時間常數(shù)遠大于PWM波的周期T，Vin和Vout波形如圖3.12所示：圖3.12Vin和Vout波形圖處于瞬態(tài)時，Vin在高電平持續(xù)時間內(nèi)向電容充電，電容積累電荷，在低電平持續(xù)電間內(nèi)電容向Vin放電，電容釋放電荷。電容積累的電荷數(shù)多于釋放的電荷數(shù)。因此電容電容兩端的直波電壓不斷爬升，最終達到穩(wěn)態(tài)。處于穩(wěn)態(tài)時，電容積累的電荷與釋放的電荷數(shù)量相等，因此電壓會在一個穩(wěn)定的電壓值附近做小幅度的波動，忽略這樣的紋波，則電容兩端的電壓與PWM占空比呈線性關(guān)系。如圖3.13所示：圖3.13Vout與占空比D的關(guān)系當t<Th時，電容充電，電容兩端電壓表示為：（3-35）由于T=(Th+Tl)<<R1C1，所以t/(R1C1)<<1，利用級數(shù)展開，得到：（3-36）當t=Th時，（3-37）當t>Th且t<Th+Tl時，（3-38）當t=Th+Tl時，（3-39）在這樣的穩(wěn)態(tài)下，電容在一個周期內(nèi)的充放電會相等，所以有V1=V3，即（3-40）忽略二階小量，得到：（3-41）由于PWM的占空比定義為：（3-42）所以：（3-43）由于V1=V3≈V2，所以當電路處理穩(wěn)態(tài)時，電容兩端的電壓近似為直流電壓，表示為：（3-44）可見，電容兩端的電壓與PWM高低電平之差以及占空比成比例關(guān)系。直流電壓精度定義為：（3-45）總之，設(shè)計PWM波RC濾波電路時，應(yīng)根據(jù)響應(yīng)時間要求，確定時間常數(shù)，并且使RC時間常數(shù)遠大于PWM周期。RC充放電時間常數(shù)應(yīng)盡量相等。此外還應(yīng)根據(jù)電壓精度要求確定RC參數(shù)[11]。3.5.2檢測保護電路設(shè)計檢測電路如圖3.14所示，當T1的原邊沒有電流時，副邊也沒有電流渡過，這時二極管D1和D3反向擊穿，給磁環(huán)去磁，使磁環(huán)磁復(fù)位。RC濾波環(huán)節(jié)，用來濾除電流尖峰。該電路簡單可靠，損耗極小。反饋信息送到TL494的1腳比較后，控制其脈寬大小，最后控制輸出電壓。圖3.14電壓反饋回路及PWM的響應(yīng)波形這個電路利用TL494內(nèi)部誤差放大器2進行反饋穩(wěn)壓。反饋穩(wěn)壓過程如下:誤差放大器2的反相輸入端15腳接于基準VREF。輸出電壓UO加到16腳，作為誤差放大器2的同相輸入。當UO變化時，誤差放大器2的輸出電壓隨之改變，即，與鋸齒波電壓比較的電平改變，PWM比較器輸出的脈沖寬度改變，致使TL494輸出的驅(qū)動脈沖，即開關(guān)管V4和V5的導(dǎo)通時間TON改變，從而實現(xiàn)調(diào)寬穩(wěn)壓的目的。此外，微調(diào)VREF可調(diào)整輸出電壓的數(shù)值，使輸出電壓在40V左右。電路利用誤差放大器1作過流保護。從40V輸出主回路上取出的電流控制信號經(jīng)R24接至誤差放大器1的1腳和2腳上，其中反相輸入端2腳的電位由14腳輸出的5V基準源經(jīng)過(RP2，R27)和(R24，R30)分壓后獲得。調(diào)整RP2大小可控制2腳門坎電位，即過流控制點。當R30上取出的電壓信號足夠大使其絕對值超過2腳電位時，誤差放大器1將翻轉(zhuǎn)并關(guān)閉脈沖信號輸出，進而起到過流保護作用。3.6PWM控制電路3.6.1TL494的結(jié)構(gòu)和性能TL494是美國德克薩斯州儀器公司生產(chǎn)的一種性能優(yōu)良的電壓驅(qū)動型脈寬調(diào)制器件，可作為單端式、推挽式、全橋式、半橋式開關(guān)電源控制器，被廣泛應(yīng)用于開關(guān)電源中，是開關(guān)電源的核心控制器件。TL494的輸出三極管可接成共發(fā)射極及射極跟隨2種方式，因而可以選擇雙端推挽輸出或單端輸出方式。在推挽輸出方式時，其兩路驅(qū)動脈沖相差180°，而在單端方式時，其兩路驅(qū)動脈沖為同步同相。TL494是有16引腳雙列直插式塑料封裝集成芯片。它的工作頻率為1-300kHz，輸出電壓達40V，輸出電流為200mA。其內(nèi)部原理圖如圖3.15所示:圖3.15TL494內(nèi)部原理圖TL494的引腳說明如下：1、2腳：內(nèi)部誤差放大器1的同相輸入端和反相輸入端，可用于閉環(huán)穩(wěn)壓；3腳：脈寬調(diào)制補償端；4腳：死區(qū)時間設(shè)置端，通過設(shè)置死區(qū)時間，可防止上下橋臂直通；5、6腳：設(shè)定振蕩器頻率用電容與電阻連接端；7腳：工作參考地端；8、11腳：脈寬調(diào)制方波輸出晶體管的集電極；9、10腳：脈寬調(diào)制方波輸出晶體管的發(fā)射極；12腳：工作電源連接端，極限電壓41V，低于7V電路不啟動；13腳：輸出方式控制端，在該端為高電平時，TL494為推挽輸出型，最大占空比為48％；在該端為低電平時，兩路輸出脈沖相同，最大占空比為98％；14腳：基準電壓輸出端，該端輸出一個標準的5V±5％基準電壓，其溫度穩(wěn)定性好，可作為給定信號或保護基準信號；15、16腳：內(nèi)部誤差放大器2的反向輸入端與同相輸入端，用于過電壓和過電流保護。1.其主要特性如下：

集成了全部的脈寬調(diào)制電路。

片內(nèi)置線性鋸齒波振蕩器，外置振蕩元件僅兩個（一個電阻和一個電容）。

內(nèi)置誤差放大器。

內(nèi)止5V參考基準電壓源。

可調(diào)整死區(qū)時間。

內(nèi)置功率晶體管可提供500mA的驅(qū)動能力。

推挽或單端兩種輸出方式。2.工作原理TL494是一個固定頻率的脈沖寬度調(diào)制電路，內(nèi)置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過外部的一個電阻和一個電容進行調(diào)節(jié)，其振蕩頻率如下：（3-46）輸出脈沖的寬度是通過電容CT上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比較來實現(xiàn)。功率輸出管Q1和Q2受控于或非門。當雙穩(wěn)觸發(fā)器的時鐘信號為低電平時才會被選通，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號期間才會被選通。當控制信號增大，輸出脈沖的寬度將減小。如圖3.16所示:圖3.16TL494輸出波形圖控制信號由集成電路外部輸入，一路送至死區(qū)時間比較器，一路送往誤差放大器的輸入端。死區(qū)時間比較器具有120mV的輸入補償電壓，它限制了最小輸出死區(qū)時間約等于鋸齒波周期的4%，當輸出端接地，最大輸出占空比為96%，而輸出端接參考電平時，占空比為48%。當把死區(qū)時間控制輸入端接上固定的電壓（范圍在0—3.3V之間）即能在輸出脈沖上產(chǎn)生附加的死區(qū)時間。脈沖寬度調(diào)制比較器為誤差放大器調(diào)節(jié)輸出脈寬提供了一個手段：當反饋電壓從0.5V變化到3.5時，輸出的脈沖寬度從被死區(qū)確定的最大導(dǎo)通百分比時間中下降到零。兩個誤差放大器具有從-0.3V到（Vcc-2.0）的共模輸入范圍，這可能從電源的輸出電壓和電流察覺得到。誤差放大器的輸出端處于高電平，它與脈沖寬度調(diào)制器的反相輸入端進行“或”運算，正是這種電路結(jié)構(gòu)，放大器只需最小的輸出即可支配控制回路。

當比較器CT放電，一個正脈沖出現(xiàn)在死區(qū)比較器的輸出端，受脈沖約束的雙穩(wěn)觸發(fā)器進行計時，同時停止輸出管Q1和Q2的工作。若輸出控制端連接到參考電壓源，那么調(diào)制脈沖交替輸出至兩個輸出晶體管，輸出頻率等于脈沖振蕩器的一半。如果工作于單端狀態(tài)，且最大占空比小于50%時，輸出驅(qū)動信號分別從晶體管Q1或Q2取得。輸出變壓器一個反饋繞組及二極管提供反饋電壓。在單端工作模式下，當需要更高的驅(qū)動電流輸出，如圖3.17所示，亦可將Q1和Q2并聯(lián)使用，這時，需將輸出模式控制腳接地以關(guān)閉雙穩(wěn)觸發(fā)器。這種狀態(tài)下，輸出的脈沖頻率將等于振蕩器的頻率[12]。圖3.17單端輸出和推挽輸出連接方式3.6.2輸出電壓直接分壓作為誤差放大器的輸入如圖3.118所示，輸出電壓Vo經(jīng)分壓后作為采樣信號，輸入誤差放大器的反向輸入端。誤差放大器的正向輸入端TL494內(nèi)部的5.0V的基準電壓。當采樣電壓小于5.0V時，誤差放大器正向和反向輸出端之間的電壓差經(jīng)放大器放大后，調(diào)節(jié)輸出電壓，使得TL494的輸出信號的占空比變大，輸出電壓上升，最終使輸出電壓穩(wěn)定在設(shè)定的電壓值。圖3.18誤差放大器和電流檢測放大器連接圖該電路通過調(diào)節(jié)誤差放大器的增益而不是調(diào)節(jié)誤差放大器的輸入誤差來改變誤差放大器的輸出，從而改變開關(guān)信號的占空比。這種拓撲結(jié)構(gòu)不僅外接元器件較少，而且在輸出電壓在負載發(fā)生較大的變化時，輸出電壓基本上沒有變化。實驗證明與上述反饋電路具有很好的穩(wěn)壓效果。3.7單片機控制模塊3.7.1C8051F350系列單片機特點1.超高速度CIP-51采用流水線結(jié)構(gòu)，與標準的8051結(jié)構(gòu)相比指令執(zhí)行速度有很大提高。在一個標準的8051中，除MUL和DIV以外所有指令都需要12或24個系統(tǒng)時鐘周期，最大系統(tǒng)時鐘頻率為12-24MHz而對于CIP-51內(nèi)核，70%的指令的執(zhí)行時間為1或2個系統(tǒng)時鐘周期，只有4條指令的執(zhí)行周期大于4個系統(tǒng)時鐘周期，沒有執(zhí)行時間超過8個系統(tǒng)時鐘周期的指令。當CIP-51得系統(tǒng)時鐘為50MHz時，它的峰值性能達到50MIPS。CIP-51共有111條指令。下表列出了指令條數(shù)與所需的系統(tǒng)時鐘周期數(shù)的關(guān)系。表3.2C8051f350執(zhí)行周期數(shù)統(tǒng)計執(zhí)行周期數(shù)122/333/444/558指令數(shù)2650516731212.強大的處理