50MHz-250W射頻功率放大器的設(shè)計說明

..實例介紹設(shè)計與制作功放<二>出處：何慶華

發(fā)布日期：2007-8-2

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在上篇的文中,我用實例的方法基本地講述了功放的一些參數(shù)計算與設(shè)定,其實這也可應(yīng)用于音響系統(tǒng)中使用晶體管放大的電路中.

由于覺得使用實例會讓初入門的朋友會有更深刻的認識,所以此篇也將用實例去介紹功放中各級的匹配傳輸.但要我一個可典型說明的例子讓我想了不少時間,最終決定選用了之前制作的全無環(huán)路反饋的功放電路.由于沒有使用級間的環(huán)路反饋,以致級間的匹配以及各級的電路但總顯得十分重要.

見圖,在后級的放大線路,是沒有環(huán)路反饋的這將會電路的指標(biāo)有所劣化.因電路工作于開環(huán)狀態(tài),這需要選用性能較好的電路組態(tài),以取得更好的實際音質(zhì).而沒有使用環(huán)路負反饋,好處是大家所熟知的.如避免了各類的互相失真,既然無環(huán)路反饋有如此.全音質(zhì)更純真透明.正如膽友所追求的效果.但有點卻要說明,膽與石,都是為了滿是個人的喜好.而在進口的眾多名器中,可以有很多是超過十萬的晶體管后級.甚至有幾十萬過百萬的鉭卻先見有超過十萬的膽機!而在低擋商品機中,如萬元下的進口器材,膽機卻是可以優(yōu)于石機,但中高擋機中.石機不再受制于成本,全電路性能大幅提高.同價位的膽石機間膽機已處于劣勢,這從實際試聽及一些前輩的言論中也得到證實.而在DIY中由于沒有過多的廣告費用,可令成本都能集中到機內(nèi),如電路合理工藝精良,性價比大優(yōu)于商品機.

再說回電路,之所以使用無反饋電路就是想用晶體管去取得膽機那中清晰溫暖的聲音,在這里,使用共射共基電路是必然的,共射共基電路又叫渥爾曼電路,前管共射配合后管的共基放大,讓兩管中間嚴重失配,卻大降低了前管的密勒電容效應(yīng),使前管的頻響大改善,而后管是共基電路,天生是頻響的高手。在放大能力上,基射共基電路與一般的單管共射電路是沒有分別的,但頻響卻在高頻上獨領(lǐng)風(fēng)騷,故而在許多的進口名器上不乏其影,用于本機卻可大大改善了開環(huán)響應(yīng)與高頻線性。

電路的參數(shù)計算在上篇已介紹過,這里就不再羅索了,第一級的工作電流是5mA,增益是2K2與470歐的比值,增益約為15dB,注意的是兩個33歐的電阻是配合了K170/J74的參數(shù),如要換用其他的管子可能需要更改這兩個電阻的數(shù)值。第二級的工作電流約為13mA,增益約為18dB,忽略了輸出級的輕微損耗,整機增益在33dB左右,可以直駁CD機了。

第一級電路與第二級電路在匹配上是沒有問題的,但第二級與輸出級卻由于無反饋而有一定的要求了。若在此輸出級使用一般常見的兩級射極跟隨器,輸入阻抗一般只能達到15K歐,由于音箱的阻抗在全頻段的不平均,將令第二級電壓放大電路的負載〔為輸出級的輸入阻抗變得不平均穩(wěn)定。這將導(dǎo)致此級在全頻帶的放大量不一致,而本機又沒有使用環(huán)路負反饋來糾正增益。

要解決這一問題有兩種方法,一個是輸出級用場效應(yīng)管作推動,使輸入阻抗阻抗在理論上達百萬M歐,,在實際的應(yīng)用中可在50K歐,但使用場效應(yīng)管往往需要有120mA如此大的靜態(tài)電流,否則音色顯得干硬,而如此大的功耗而使功放級的偏置難于補償。另一種方法是使用近年來許多進口高檔機采用的三級雙極型三極管組成的輸出級電路,本機就采用這種電路,使實際的輸入阻抗在50K以上,且不易受音箱負載的影響,但50K的負載對于第二級放大電路來說是太高的,為免增益太高,在第二級放大電路的集電極上各并上了一個10K的電阻,從而令本級達到了預(yù)期的增益,且使本級負載的更為穩(wěn)定,頻響更平坦。

輸出管使用三對5200/1943并聯(lián),以降低輸出阻抗,由于無負反饋,這級往往需要較大的靜態(tài)電流來克服失真與改善音色。另外,直流化電路也是國外高檔功放的基本電路形式,本機也不例外,使用直流放大電路可以杜絕耦合電容的音染,獲得更好的音色效果,至此后級功放的電路已告完成。

在此有必要提及一下的是音量電位器與后級電路的匹配.在沙的國內(nèi)DIY的朋友中,多有喜歡在后級的輸入端加個音量電位器控制音量就算了,就算是有前級放大的,電位器多是放于前后級之間,這樣做本是沒有問題的,但如今的電路多數(shù)會在后級的輸入端加有低通濾波網(wǎng)絡(luò),這時就會產(chǎn)生問題了。

電位器的輸出阻抗相對較大,而后級的輸入低通濾波的截止頻率大多是忽略前面的輸出阻抗而計算的,而音量電位器的輸出阻抗是無法估計的,因其在不同的刻度位置時會有不同的輸出阻抗,這樣一來,所設(shè)計的理想截止頻率卻變得不理想,截止頻率下移了,限制了高頻的延伸,為此我在電位器與后級間加入了一級的緩沖電器,以將電位器與后級的直接關(guān)聯(lián)切斷,在實際的聽感中,會覺得有此電路后高頻的延伸力增強,分析力提高,聲音卻更順耳,當(dāng)然這也會與增加了一級的電路有關(guān)。而事實上這個緩沖電路也可以說是一個前級。后級的電壓放大級單獨用上一組并聯(lián)穩(wěn)壓電源,本機的緩沖級與音調(diào)電路使用另一組關(guān)聯(lián)穩(wěn)壓,音調(diào)的切換使用一個OMRON的高品質(zhì)繼電器,以求減低故障率。

制作本機時是采用模塊式的結(jié)構(gòu),在一塊集合了全部保護功能和電源電路的雙面板上加上一塊雙面鍍金孔化板,在此板上集中安裝了后級的電壓放大及輸出電路的第一級,這樣的做法在許多進口的名機中也有不少是這樣做的,可以有效地減低噪音干擾,如馬蘭士的新型HDAM模塊,對于我來說更可降低成本。

元件的選用當(dāng)然要精良,在這機中我大量使用了日本的光音發(fā)燒電阻,電容是ELNA的SILMIC,FORAUDIO或是松下的金字FORAUDIO。

整機裝本完成后,循例進行一番測試,在斷開后級輸入端的低通濾波器測其頻響,高端達85KHz,音量電位器旋到最小,斷開音調(diào)電路,信噪比為102dB,這個信噪比已可以用耳朵貼住喇叭基本而聽不到噪音了,輸出功率在8歐時有110W,4歐時有180W。

通電一整天后,正式坐下來試音了,音色顯得華麗,久聽也不會悶,也不會覺得煩,動態(tài)與響應(yīng)都不錯,有一種與有環(huán)路反饋電路不同的聲音,是一種相當(dāng)輕快的聲音,讓人總有清新的感覺。

整體上體現(xiàn)了幾分金嗓子的味道,于是心想找臺金嗓子的機去比比。

在通電100小時后,將末級功率管的靜態(tài)電流調(diào)到每聲道300mA,在之前我一直用100mA的電流的,實際試過只要有十幾二十mA也不會有交越失真,這可能是整機管子的高速化的原因。

向一位發(fā)燒友借來一臺金嗓子的E305這臺舊款機作對比,在很多人看來,兩機相距近十倍的價位,應(yīng)是不可能作對比的,但可能讓這些人失望了,兩機的音色是相近的,而中高頻竟還要比E-350還來得通透。其實這也是正常的,就元件來說,本機是比E305要高級的,三極管的配對也做得相當(dāng)好,可以說,若論元件成本的話本機要比E-305高,當(dāng)然成本高不一定就是好音質(zhì),還要看電路的合理設(shè)計與工藝,給你算算,若你買一臺E-305,以12000元說,經(jīng)銷商各代理商賺了你2000,余下的是10000關(guān)稅又去一筆,香港的代理又去一筆,賣廣告又去一筆,余下的可能只有三四千了,而這三四千在日本這發(fā)達國家來說,只是一臺低價的機型了。

我的看法,音響的檔次,應(yīng)以分析力與整體音域的平衡性去區(qū)別,音色是見人見智的,正如你喜歡馬蘭士的聲音,人家用臺金嗓子的E-405跟你換臺PM80你是不愿意的,但你不能不承認,在E405中你會聽多了許多的細節(jié),一如其身價,E405要多花一大把的錢才可得到。采用射頻功率MOSFET設(shè)計功率放大器電路原理與分析發(fā)布:2009-11-1110:07

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來源:網(wǎng)絡(luò)

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查看:94次摘要：本文介紹了采用射頻功率MOSFET設(shè)計50MHz/250W功率放大器的設(shè)計過程。敘詞：功率放大器射頻Abstract：Thedesignprocedureof50MHz/250WpoweramplifierwithRFpowerMOSFETisintroducedinthispaper.Keyword：poweramplifierradiofrequency1.引言本文設(shè)計的50MHz/250W功率放大器采用美國APT公司生產(chǎn)的推挽式射頻功率MOSFET管ARF448A/B進行設(shè)計。APT公司在其生產(chǎn)的射頻功率MOSFET的內(nèi)部結(jié)構(gòu)和封裝形式上都進行了優(yōu)化設(shè)計,使之更適用于射頻功率放大器。下面介紹該型號功率放大器的電路結(jié)構(gòu)和設(shè)計步驟。

2．50MHz/250W射頻功率放大器的設(shè)計

高壓射頻功率放大器的設(shè)計與傳統(tǒng)低壓固態(tài)射頻功率放大器的設(shè)計過程有著顯著的不同,以下50MHz/250W功率放大器的設(shè)計過程將有助于工程技術(shù)人員更好的掌握高壓射頻功率放大器的設(shè)計方法。

2.1射頻功率MOSFET管ARF448A/B的特點ARF448A和ARF448B是配對使用的射頻功率MOSFET,反向耐壓450V,采用TO-247封裝,適用于輸入電壓范圍為75V－150V的單頻C類功率放大器,其工作頻率可設(shè)置為13.56MHz、27.12MHz和40.68MHz。ARF448A/B的高頻增益特性如圖1所示。從圖中可以看出,當(dāng)頻率達到50MHz時,ARF448的增益約為17dB。

2.2設(shè)計指標(biāo)

50MHz/250W功率放大器的設(shè)計指標(biāo)如下：

〔1工作電壓：>100V；〔2工作頻率：50MHz；〔3增益：>15dB；〔4輸出功率：250W；

〔5效率：>70%；〔6駐波比：>20:1；2.3設(shè)計過程

功率放大器的輸入阻抗可以用一個Q值很高的電容來表示。輸入電容的取值可以參照相應(yīng)的設(shè)計表格,從中可以查出對應(yīng)不同漏極電壓時的電容取值。當(dāng)ARF448的漏極電壓為125V時,對應(yīng)的輸入電容值為1400pF。輸入阻抗取決于輸入功率、漏極電壓以及功率放大器的應(yīng)用等級。單個功率放大器開關(guān)管負載阻抗的基本計算公式如式〔1所示。注意,利用公式〔1可以準(zhǔn)確的計算出A類、AB類和B類射頻功率放大器的并聯(lián)負載阻抗,但并不完全適用于C類應(yīng)用。對于C類射頻功率放大器,應(yīng)當(dāng)采用式〔2：

可以算出,當(dāng)Vdd為150V時,Rp的取值相當(dāng)于Vdd為50V時的9倍,這對輸出負載匹配非常有利。但是,需要注意的是,此時功率MOSFET輸出電容的取值并沒有發(fā)生明顯的變化。由于高壓狀態(tài)下的并聯(lián)輸出阻抗顯著增大,輸出容抗也將顯著增大。換句話說,此時輸出容抗將起主要作用。因此,在設(shè)計過程中,應(yīng)當(dāng)采取相應(yīng)的措施克服輸出容抗的作用。

推挽工作過程需要一個平衡電路,每個開關(guān)管的漏極均與一個雙股扼流電感相連,采用這樣的結(jié)構(gòu)有利于磁通的平衡。

綜合考慮最大輸出功率和最壞工作條件,Vdd應(yīng)取為125V。這樣,每個開關(guān)管將提供125W的輸出功率,與1400pF的輸出電容Cos并聯(lián)的漏極阻抗為90歐姆?？梢圆捎迷黾臃至髌骰虼?lián)電感的方法對輸出電容進行補償。由于已經(jīng)在開關(guān)管的漏極上采用了雙股扼流電感,因此輸出電容補償措施可以考慮采用串聯(lián)補償電感。

為了使漏極阻抗呈純阻性,應(yīng)當(dāng)在開關(guān)管的漏極上串聯(lián)電感。Rp可以通過公式〔2計算得到,而Cos是Vdd的反函數(shù)。計算出Rp和Xcos之后,選取適當(dāng)?shù)卮?lián)電感,可以實現(xiàn)共扼匹配,如圖2所示。其中,Cop與并聯(lián)輸出阻抗Cos有關(guān)。

通過公式〔2可以計算出Rp等于90歐姆,輸出電容為125pF。在50MHz頻率下,電抗Xcos為－j25.4歐姆。由此可以算出Rs為6.6歐姆,而所需的最優(yōu)取值為6.25歐姆。這就需要將漏極電壓稍稍調(diào)低或者將輸出功率稍稍調(diào)高即可獲得所需的最優(yōu)取值。但是,在實際工作過程中,如果不能通過調(diào)整漏極電壓或輸出功率的方法獲得所需的串聯(lián)等效阻抗值,可以考慮在開關(guān)管上并聯(lián)一個電容以增大Cos的取值,這樣Ls的取值也將相應(yīng)的變化。增大Ls使Xcos過補償可以增大有效Rs值。如果在負載端增加一個分流電容,可以增大有效Rs值。圖3中的電容C8就是這個分流電容。這樣,電感、分流電容和輸出電容就構(gòu)成了一個π形網(wǎng)絡(luò)。盡管功率放大器的DC非常高,但是由于工作頻率高達50MHz,MOSFET的輸入電容將使其輸入阻抗呈現(xiàn)射頻短路狀態(tài)。雖然可以通過增加匹配網(wǎng)絡(luò)來實現(xiàn)阻抗匹配,但是匹配網(wǎng)絡(luò)的Q值將很高,其成本也將大大提高。最適宜的方法是采用一個簡單的電感網(wǎng)絡(luò)來控制變換過程。

輸入阻抗在功率放大器工作過程中并不是固定不變的,由于密勒電容效應(yīng)的作用,輸入阻抗的變化范圍將相當(dāng)大。圖3是50MHz/250W功率放大器的電路原理圖。門極匹配通過變壓器和調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)。變壓器可以提供推挽結(jié)構(gòu)所需的平衡輸入。推挽結(jié)構(gòu)可以使單個MOSFET的有效輸入阻抗增大約四分之一。注意,變壓器次級不能懸空,應(yīng)通過接地電阻接地。輸出電路采用前面提到的串聯(lián)補償方法,大電感用于獲得滿意的輸出電阻匹配效果,電容C8是輸出電感網(wǎng)絡(luò)的分流電容。T2是雙股環(huán)形分流扼流電感,該電感位于L2/L3補償扼流電感的低阻抗端,射頻電壓對它的影響很小,因此不會飽和。輸出耦合電容需要承擔(dān)射頻電流,因此需要采用表面積較大的型號。

圖4為實際電路布局圖,該電路采用雙面覆銅板,直接固定在散熱器上。線路板背面均為表面貼元件。而開關(guān)管則通過板上的矩形孔直接固定在散熱器的底面。

圖5和圖6所示分別為C類功率放大器在50MHz頻率條件下,增益和效率與輸出功率之間的關(guān)系圖。從圖中可知,輸出功率為150W時的增益最大,高出設(shè)計值約4dB,這主要是因為C類功率放大器工作過程中需要進行壓縮,因此實際工作時還是能夠滿足設(shè)計要求的。而最大效率則出現(xiàn)在輸入和輸出之間實現(xiàn)共扼匹配的時候。

在對實際電路進行檢驗時,將Vdd