2KW超聲波驅動電源設計說明

1、 . 1 緒論 隨著現代科學技術飛速發(fā)展。各學科之間相互滲透，新興邊緣學科不斷出現，超聲工程學作為一門新興的邊緣學科在工業(yè)生產、衛(wèi)生保健和航空航天等許多領域中扮演著十分重要的角色。我國近十年來，對超聲技術的應用研究十分活躍，超聲工程學按其研究內容，可劃分為功率超聲和檢測超聲兩大領域。所選課題超聲波電源的研究，是功率超聲技術的一個重要應用部分。11超聲波電源的發(fā)展概況和發(fā)展趨勢 超聲波電源又叫超聲波功率源，是超聲波清洗系統(tǒng)的核心部分，其發(fā)展與電力電子器件發(fā)展密切相關，一般可以分為電子管放大器、晶體管模擬放大器和晶體管數字開關放大器三個階段。在早期，20世紀80年代前，信號功率放大采用電子管，采用

2、電子管的優(yōu)點是動態(tài)范圍較寬，此優(yōu)點對于音頻放大器很重要，但對超聲波電源來說沒有什么好處，因此，當功率晶體管出現后即遭淘汰，電子管的缺點很多：功耗大、壽命短、效率低、電源成本高、體積大。20世紀80年代到90年代中旬，功率晶體管發(fā)展己非常成熟，各種OCL及OTL電路大量用于超聲波電源，功率晶體管模擬發(fā)生器開始投入使用，電源效率提高、體積和重量下降，由于受開關速度的限制和晶體管開關特性的影響，采用晶體管模擬放大器的超聲波電源有以下幾個缺點： (1)功耗較大。由于OTL、OCL電路理論效率只有78左右，實際效率更低、功耗大，導致功率管發(fā)熱嚴重，需要較大的散熱功率，并且功率管發(fā)熱導致系統(tǒng)工作不太穩(wěn)定。

3、 (2)體積大、重量重。由于功率管輸出的功率受到限制，要輸出較大的功率需要更多的功率管，且發(fā)生器所需求的直流電源是通過變壓器降壓、整流、濾波后得到。大功率的變壓器重、效率低。 (3)不易使用微處理器來處理。由于該電路呈現模擬線路特征，用數字化處理復雜，涉及到AD和DA轉換，成本高、可靠性低。 隨著電力電子器件的發(fā)展，特別是VDMOS管和IGBT的發(fā)展與成熟，采用開關型超聲波發(fā)生器成為可能。開關型發(fā)生器的原理是通過調節(jié)開關管的占空比來控制輸出功率的。由于晶體管在截止和飽和導通時的功耗很小，開關型超聲波發(fā)生器主要有以下特點： (1)功耗低、效率高。開關管在丌關瞬時的功耗較大，但由于開關時間短，在截

4、止或導通時的功耗很小，因此總的功耗較小，最高效率可達到積小、重量輕。由于效率高、功耗低，使得散熱要求較低，而且各個開關管可以推動的功率大：在直流電源作用下可直接變換使用，不需要電源變壓器降壓，因此體積小，重量輕。 (2)可靠性好。與微處理器等配合較容易，電子器件在工作時溫升較低，工作可靠，加上全數字開關輸出，可用微處理器直接控制。 開關型超聲波發(fā)生器與開關型電源的發(fā)展息息相關，而開關型電源發(fā)展又與電力電子開關器件發(fā)展緊密相連，也經歷了三個發(fā)展歷程：采用雙極型開關晶體管年代、采用VDMOS年代、采用IGBT管年代；這樣它的工作頻率也經歷了工頻，低頻，中頻到高頻的發(fā)展歷程。隨著電力電子器件的迅速發(fā)

5、展，電力電子電路的控制也在飛速發(fā)展。控制電路最初以相位控制為手段、由分立元件組成，發(fā)展到集成控制器，再到實現高頻開關的計算機控制。目前，向著更高頻率，更低損耗和全數字化的方向發(fā)展。 模擬控制電路存在控制精度低、動態(tài)響應慢、參數整定不方便、溫度漂移嚴重、容易老化等缺點。專用模擬集成控制芯片的出現大大簡化了電力電子電路的控制線路。提高了制信號的開關頻率，只需外接若干阻容元件即可直接構成具有校正環(huán)節(jié)的模擬調節(jié)器，提高了電路的可靠性。但是，也正是由于阻容元件的存在，模擬控制電路的固有缺陷，如元件參數的精度和一致性、元件老化等問題仍然存在。此外，模擬集成控制芯片還存在功耗較大、集成度低、控制不夠靈活，通

6、用性不強等問題。 用數字化控制代替模擬控制，可以消除溫度漂移等常規(guī)模擬調節(jié)器難以克服的缺點，有利于參數整定和變參數調節(jié)，便于通過程序軟件的改變，調整控制方案和實現多種新型控制策略。同時可減少元器件的數目、簡化硬件結構，提高系統(tǒng)可靠性。此外，還可以實現運行數據的自動儲存和故障自動診斷，有助于實現電力電子裝置運行的智能化。超聲波發(fā)生器應用控制技術一般有三種形式：采用單片機控制、采用FPGA控制。但是我們這里用的是UC3875為控制器，做為PWM的占空比可變和過壓、過流保護的功能，其是可以完成的 。(1)采用單片機控制 單片機是一種在一塊芯片上集成了CPU，RAM瓜OM、定時器計數器和IO接口等單元

7、的微控制芯片，廣泛應用在各種控制系統(tǒng)，主要以美國INTEL公司生產的MCS51和MCS96兩大系列為代表。在超聲波發(fā)生器中，單片機主要用作數據采集和運算處理、電壓電流調節(jié)、PWM信號生成、系統(tǒng)狀態(tài)監(jiān)控和故障自我診斷等，作為整個電路的主控芯片運行，完成多種綜合功能。配合DA轉換器和IGBT功率模塊實現脈寬調制。另外，單片機還具有對過流，過熱、欠壓等情況的中斷保護以及監(jiān)控功能。 單片機控制克服了模擬電路的固有缺陷，通過數字化控制方法，得到高精度、高穩(wěn)定度的控制特性，可實現靈活多樣的控制功能。但是，單片機的工作頻率與控制精度是一對矛盾，處理速度也很難滿足高頻電路的要求，這就使人們尋求功能更強芯片的幫

8、助，于是UC3875應運而生。 (2)采用UC3875控制 UC3875芯片作為控制電路的2KW移相控制全橋變換（PSC FB ZVS-PWM）軟開關電源，由于開關管在ZVS條件下運行，可實現高頻化，而且控制簡單，性能可靠，適用于大功率場合。且能保持恒頻運行，就不會同時出現大電壓、大電流，減少了開關所受的應力，實現了高效化。大大減小了電源的體積。 (3)采用FPGA控制 FPGA屬于可重構器件，其內部邏輯功能可以根據需要任意設定，具有集成度高、處理速度快、效率高等優(yōu)點。其結構主要分為三部分：可編程邏輯塊、可編程IO模塊、可編程內部連線。由于FPGA的集成度非常大，一片FPGA少則幾千個等效門，

9、多則幾萬或幾十萬個等效門，所以一片FPGA就可以實現非常復雜的邏輯，替代多塊集成電路和分立元件組成的電路。它借助于硬件描述語言來對系統(tǒng)進行設計，采用三個層次 (行為描述、PJL描述、門級描述)的硬件描述和自上至下(從系統(tǒng)功能描述開始)的設計風格，能對三個層次的描述進行混合仿真，從而可以方便地進行數字電路設計，在可靠性、體積、成本上具有相當優(yōu)勢。比較而言，DSP適合取樣速率低和軟件復雜程度少時，FPGA更有優(yōu)勢。12本文的研究背景及主要工作 20世紀60年代初，我國開始研制各種超聲波清洗機的功率電源，到目前為止，我國的超聲電源也經歷了電子管、晶閘管、晶體管、VMOS和IGBT的發(fā)展過程。20世紀

10、70年代電子管組成的超聲波電源電能利用率低、電源成本高、體積大。20世紀70年代到80年代初，晶閘管超聲波電源開始投入使用。晶閘管電源與電子管電源相比較有了很大提高，體積和重量有所下降，但由于受到開關速度的限制和晶閘管開關特性的影響，電源頻率在20kHz以下，工作效率較低。 為了克服上述電源的不足，人們開始研制和使用VMOS電源。VMOS電源開關速度高、驅動功率小。但是由于管子的制造工藝結構限制，單管的導通電流較小，耐壓較低，抗電流和電壓沖擊能力較差。晶體三極管的驅動功率較大，但采用大功率復合三極管，開關速度會大大降低，這種復合三極管一般也只能在20kHz以下使用。因此，VMOS管和晶體三極管

11、一般適用于小功率超聲波電源。綜上所述，超聲波電源需要一種開關速度快，導通電流大、耐壓高、抗沖擊能力強、驅動功率小的新型功率器件。同時，隨著微電子技術、計算機技術、自動控制理論和電力電子技術的發(fā)展，超聲波電源需要一種功率大、頻率高、成本低、智能化等系列超聲波電源。今后，超聲波電源的發(fā)展趨勢主要有以下幾個方面： (1)大功率，高頻化。隨著功率器件MOSFET、IGBT、MCT、IGCT的發(fā)展，將來的超聲波電源必將朝著大功率和高頻率相統(tǒng)一的方向發(fā)展。 (2)低損耗、高功率因數。隨著功率器件的發(fā)展，再加上驅動電路的不斷完善和優(yōu)化，使得整個裝置的損耗明顯降低，而且隨著對電網無功要求的提高，具有高功率因數

12、的電源是今后的發(fā)展趨勢。 (3)智能化、復合化。隨著超聲波電源自動化控制程度及對電源可靠性要求的提高，超聲波電源正向自動化控制方向發(fā)展，具有計算機智能接口的全數字化超聲波電源成為下一代發(fā)展目標。 本文就是在傳統(tǒng)超聲波電源的基礎上，提出研究基于UC3875控制的大功率、高頻率、低損耗、高功率因數的超聲波電源，使其實現功率可調、頻率自動跟蹤等功能。文中超聲波清洗機電源要求達到的技術指標為： (1)功率可調范圍2000W一5000W，最大功率為5000W； (2)頻率25KHz-35KHz(實際是在一個較窄的范圍內工作)； (3)頻率自動跟蹤，功率自動匹配； (4)具有過流、過壓、過溫自動保護； 本

13、文按照超聲波電源的方案比較、主電路拓撲結構、頻率跟蹤控制、功率穩(wěn)定控制、驅動和保護電路、實驗結果共六部分進行編排： (1)超聲波電源方案比較部分，對整流單元方案、逆變電路拓撲方案、功率控制方案進行了分析，分別選定了不控整流、串聯諧振逆變電路和不控整流斬波調功控制方案。 （2）在逆變器控制系統(tǒng)的設計中，利用UC3875實時調節(jié)死區(qū)寬度，采用集成鎖相環(huán)CD4046進行負載的頻率跟蹤，實現基于數字信號處理UC3875的最佳死區(qū)頻率跟蹤系統(tǒng)，最后給出了硬件和軟件實現方案。 (3)研究不控整流加斬波器控制功率的方法，把功率控制轉化為BUCK變換器的控制，確定閉環(huán)控制方案，并針對具體問題在閉環(huán)控制系統(tǒng)的控

14、制算法中引入了模糊控制，給出了實現方案和軟件流程圖。 （4）研究超聲波電源與超聲波換能器匹配電路的原理，設計主功率高頻變壓器和匹配電感器。 (5)研究超聲波電源中的驅動電路及保護電路，確定驅動電路的方案和保護電路的實現方法。 (6)根據設計結果，試制電路，測試實驗結果，對設計進行驗證。2超聲波電源系統(tǒng)超聲波電源，即超聲波功率源，是一種用于產生并向超聲波換能器提供超聲能量的裝置。超聲波換能將電能轉換為機械能的器件，它的各項參數直接決定了超聲波清洗機的性能。本章主要研究超聲波電源系統(tǒng)原理，討論超聲波電源常用的拓撲結構，確定超聲波電源主電路方案。 21超聲波發(fā)生器的組成原理 超聲波發(fā)生器系統(tǒng)一般由整

15、流單元、功率逆變器、匹配網絡、反饋網絡、信號處理電路、驅動電路和換能器組成，其原理如圖11所示。換能器220V 50HZ整流單元IGBT匹配網絡驅動反饋網絡信號處理電路圖2.1超聲波發(fā)生器框圖 工作時，三相工頻交流電經整流器整流濾波后變?yōu)槠交闹绷麟?，送入逆變器；逆變器采用電力半導體器件(IGBT)作為開關器件，把直流電變?yōu)樗韪哳l率的交流電；通過匹配網絡作用于換能器負載，使電路處于諧振狀態(tài)。采集諧振回路的電流和電壓信號，通過反饋網絡得到適合DSP處理的反饋信號；信號處理電路實現頻率跟蹤和功率調節(jié)功能；由UC3875的輸出信號輸入到高頻驅動電路，作為功率管IGBT的驅動和控制信號。 22整流單

16、元方案比較 整流單元的作用是將電網輸送的交流電變?yōu)橹绷麟?，為功率逆變器提供基本的電源。整流單元是通過控制半導體電力開關器件的通、斷，將交流電變?yōu)橹绷麟?ACDC)的，主要有二極管不控整流、晶閘管相控整流、以及采用新型丌關器件的SPWM整流¨引。 221二極管不控整流電路 三相橋式二極管不控整流電路如圖22所示，其特點是結構簡單，不需要額外的控制，成本低廉。二極管不控整流電路的輸出電壓不可調節(jié)，且與輸入電壓成固定比例關系 設輸入端線電壓為，那么有載時輸出端電壓平均值為。一般在輸出側采用大電容穩(wěn)壓濾波后可實現較為穩(wěn)定的直流電壓輸出· 圖2.2不控整流電路圖圖2.3相控整流電路圖

17、222晶閘管相控整流電路 用晶閘管組成的相控整流電路有多種形式，圖23是橋式三相晶閘管相控整流電路。在三相晶閘管相控整流電路中，設輸入端線電壓為，晶閘管觸發(fā)為，如果觸發(fā)角，那么輸出端電壓平均值為；如果觸發(fā)角，那么輸出端電壓平均值為。晶閘管相控整流電路的特點是其輸出電壓值連續(xù)可調，通過調節(jié)晶閘管的導通角，可以實現系統(tǒng)的功率調節(jié)；缺點是當晶閘管導通角很大時，即在深調壓的場合下，其輸出電流尖峰很高，功率因數極低，諧波分量很高、EMI很大。 223SPWM整流電路 隨著電力電子器件的飛速發(fā)展，在二十世紀七十年代，有人開始將PWM技術引入整流領域，并取得了良好的效果。采用PWM整流可獲得單位功率因數和正

18、弦化輸出電流。與傳統(tǒng)的整流器相比，PWMSMR對電容、電感這類無源濾波元件或儲能元件的需求大大降低，動態(tài)性能也有很大的提高，此外其體積、重量也可以大大減少。PWM整流器拓撲結構可分電流型和電壓型兩大類，目前應用較多的為電壓型高頻PWM整流器，其拓撲如圖2-4所示。通過對VTlVT6六個開關器件的控制，以實現能量的雙向傳輸，并使輸入電流波形跟蹤輸入電壓波形，實現較高的功率因數。 然而，SPWM整流器由于對直流側電壓利用率較低，為了實現網側高功率因數，需顯著提高直流母線電壓，通常直流母線上的電壓會達到800V1000V左右，進而造成整流橋與逆變橋功率器件的電壓應力，增加了系統(tǒng)成本；由于整流器的丌關

19、器件均處于硬開關狀態(tài)，故其通態(tài)損耗也很大，使系統(tǒng)的效率降低。 經過以上對比分析可以看出，二極管不控整流電路與SPWM開關整流電路相比較，結構簡單，不需要額外的控制電路：二極管不控整流電路與晶閘管相控整流電路相比較，提高了功率因數，減少了輸入側的EMI，且其輸出電壓值適中穩(wěn)定。所以，本文超聲波電源的整流單元采用三相二極管不控整流電路。 圖2.4三相電壓型SPWM開關整流電路圖 23功率逆變器拓撲方案比較 超聲波電源的換能器工作在諧振頻率時，電路功率因數很低，為了提高功率因數，常采用連接電感器法以補償無功功率。根據補償電感與換能器的聯接方式不同，可以將逆變電路分為并聯諧振電路和串聯諧振電路兩種。下

20、面對并聯逆變電路和串聯逆變電路進行簡要分析。 231負載串聯諧振逆變器 串聯諧振逆變器，即電壓型諧振逆變器，如圖25所示。全橋串聯諧振逆變器有4個IGBT(VT1VT4)和其反并聯的快速二極管的D1D4組成4個橋臂，把橋臂l和4看作為一對，橋臂2和3看作另一對，成對的橋臂同時導通，兩對交替各導通180度。其輸入直流電壓恒定不變，輸出電壓的波形為矩形波且不受負載變化的影響。工作時，輪流觸發(fā)VT1,4和VT2，3這兩對橋臂，且使其開關頻率與負載的固有頻率相等，R、L、C負載槽路發(fā)生諧振，輸出高頻正弦電流。串聯諧振逆變器的工作原理如圖2-6所示。 圖2-5電壓型逆變器 當t=to時，觸發(fā)VTl，4，

21、電流從電源正端一lABVT4一電源負端流通。負載電路工作在振蕩狀態(tài)，負載電流按正弦規(guī)律變化，在totl期間，電流經VTl，4流通，形成正半波。到tI時刻，電流下降到零，電容C上的電源極性為左正右負。此時，關斷VTl，4，觸發(fā)VT2，3，電流從電源正端vT2一B-一A一、，T3一電源負端流通。通，形成正半波。到tI時刻，電流下降到零，電容C上的電源極性為左正右負。此時，關斷VTl，4，觸發(fā)VT2，3，電流從電源正端vT2一B-一A一、，T3一電源負端流通。在tlt2期間，電流經Vrr2，3，形成瓦負半波。在實際應用中，上、下橋臂IGBT必須遵守先關斷后開通的原則，一般留有死區(qū)時間毛，快速二極管D

22、IIM在IGBT關斷時，為負載振蕩電流提供續(xù)流回路，在如期間，輸出側能量通過其回饋電源。圖2-6 電壓型逆變器工作原理圖232負載并聯諧振逆變器 并聯諧振型逆變器，即電流型諧振逆變器，電路結構如圖27所示。 圖2-7電流型逆變器其中，是整流器輸出的脈動直流電壓，是平波電抗器，L為補償電感，其與換能器并聯；R和C是換能器等效阻抗。同樣，逆變器也有4個橋臂構成，每一臂由開關器件IGBT和與其串聯的二極管組成。由于的作用，電流為平滑電流。通過對開關器件(VTlVT4)的控制，使直流電流而變換成高頻的交流矩形波電流輸出。為使逆變器正常工作，應控制逆變器開關器件的工作頻率略高于負載諧振頻率。此時負載回路

23、對輸出的高頻矩形波電流中的高次諧波電流呈現低阻抗，對其基波電流呈現高阻抗，因而使輸出電壓“B接近正弦波。并聯逆變橋的四個開關狀態(tài)及其工作原理分別如圖28所示。圖2.8并聯諧振逆變器工作原理圖在期間，VTl，4導通，電流從電源正端一VTlABVT4一電源負端流通近似為恒值，負載電路工作在振蕩狀態(tài)，負載電壓按正弦規(guī)律變化·形成UA。的正半波。到l時刻，電壓下降到零，電容C上的電源極性為左正右負，此時，關斷VTl，4，觸發(fā)VT2,3。在期間，VT2，3處于導通狀態(tài)，電流從電源正端一VT2一B A一4一電源負端流通，電流=也，近似為恒值，電壓形成“B負半波。24功率控制方案比較 根據逆變器的

24、功率調節(jié)方式，可以將串聯諧振逆變器的調功方法分為兩種：(1)直流調 功：通過調節(jié)逆變器輸入端直流電壓的幅值來調節(jié)輸出功率，一般采用直流斬波電路或晶閘管相控整流電路來調節(jié)輸出功率；(2)逆變調功：通過調節(jié)逆變器輸出電壓的頻率來調節(jié)負載功率因數，或調節(jié)輸出電壓的有效值的大小(調節(jié)占空比)來實現功率調節(jié)。 241 功率控制方案的選擇 逆變側調功與直流調功的方法相比，可以用不控整流，使控制電路大大簡化，而且輸出功率的速度比用可控整流要快。但逆變側調功這三種方法各自存在著不可忽略的缺點。采用晶閘管相控整流調功，整流器的功率因數會隨著整流器觸發(fā)角的變化而變化，從而使電源效率受影響。斬波調功在直流電壓下工作

25、，供電功率因數高，對電網的諧波干擾小；電路的工作頻率高；適用于電壓型逆變器使用，所以本文選用不控整流加斬波器的調功方式，并采用ZVSPWM軟開關技術來降低開關損耗。斬波電路是BUCK變換器。其電路結構如圖214所示，其工作的基本原理為：開通S則電源E對負載供電，關斷S后負載經二極管D和電感續(xù)流，控制開關管S的開通占空比D就可以控制變換器的輸出電壓。因其輸出端電壓 總低于輸入端電壓E，故稱為降壓變換器。不控整流加斬波器是串聯逆變電源輸出功率控制的有效方法之一。下面我們從數學平均模型上來分析，Buck的平均模型為： (1) (2) (3)將（1）（2）（3）聯立方程2.1。由21式可得BUCK變換

26、器的傳遞函數： 2.2從式25可知，調節(jié)占空比D可以調節(jié)BUCK變換器的輸出電壓，也就是調節(jié)超聲波電源逆變器的直流輸入電壓，因逆變器輸出電壓基波有效值與直流輸入電壓呈線性關系，進而調節(jié)了逆變器負載端電壓和電流，即調節(jié)了輸出功率。 在這種傳統(tǒng)的開關過程中，存在著較大的開關損耗和開關噪聲。開關損耗隨著開關頻率的提高而增加，使電源的效率降低，不利于開關器件的安全工作。而且開關噪聲給電路帶來了嚴重的磁干擾問題，影響周邊電子設備的正常工作。 圖2.9降壓斬波電路圖圖2.10 ZVZCS P刪降壓斬波電路圖 在原來的開關電路基礎上增加很小的電感、電容、二極管以及輔助開關管等元件,可以使電路中的開關器件在開

27、通前電壓先降為零，或關斷前電流先降為零，可以減小或消除在開關過程中電壓、電流的重疊，降低它們的變化率，從而大大減d,Y開關損耗和噪聲，這樣的電路就是軟開關電路。軟開關電路種類繁多，層出不窮，本文選用一種新型的ZV-ZCSPWM電路，其電路構成如圖215所示。 與傳統(tǒng)的BUCK變換器相比較，增加了一個電容，兩個二極管，一個電感以及一個開關管。該ZV-ZCS電路，其輔助開關S。是在零電流下開通，近似零電壓下關斷，主開關S是在零電流條件下開通，零電壓條件下關斷。二極管也都是在軟開關狀態(tài)下開關，各元件所受應力都比較小。 25主電路的設計 251主電路拓撲結構的確定 本章概括的介紹了超聲波電源主電路的拓

28、撲結構，分別對整流環(huán)節(jié)、濾波環(huán)節(jié)和逆變環(huán)節(jié)進行了對比分析介紹。通過對各種電路拓撲進行結構復雜度、性能及成本上的綜合比較，文中確定超聲波電源等效主電路拓撲結構如圖216所示，主電路由三相不控整流橋、軟開關BUCK斬波器、電壓型串聯諧振逆變器和負載匹配電路四個部分組成。斬波器和逆變器中的開關器件采用新型電力電子器件IGBT。三相交流電經橋式不控整流整成脈動的直流電壓，在經過電容“對直流電壓平滑濾波后，該電壓被輸出到有源無損軟開關BUCK斬波器進行斬波功率調節(jié)，為減小電網電流的脈動和平滑輸出的直流電壓，斬波器一般接入由電抗和電容Cl組成的低通濾波器。 圖2.11超聲波電源主電路結構圖252主電路的參

29、數計算 設計的串聯諧振超聲波電源基本參數為： (1)超聲波電源輸出在換能器上功率R為2000W-5000W，最大值為5000W。 (2)超聲波電源換能器的靜態(tài)諧振頻率約為28 KHz，斬波器的斬波頻率28 KHz。 (3)輸入電源：，3相，相電壓有效值為220V，線電壓有效值380V。 (4)設整流器、斬波器、逆變器、匹配電壓器的效率依次為=90，=90，=90， =95· 分別對主電路進行計算，并根據目標需要對元件進行選型。 (1)整流部分的計算和選型 三相不控整流輸出電壓： (相電壓班有效值220V) 23 整流器的輸出功率為 24整流器的輸出電流： 2. 5 整流二極管所承受的

30、正反向電壓最大值為三相交流電網線電壓的峰值，實際應用中需要考慮到電網電壓的波動及各類浪涌電壓的影響，因此需要留有一定的安全裕量，一般取為峰值電壓的23倍， 2. 6 流過二極管的電流有效值： 2. 7一定的安全裕量，可求得整流二極管的額定正向均電流為： 2. 8所以，可取二極管的耐壓為1200V20A的整流二極管。 (2)濾波電解電容G的選取 空載直流電壓為540V，有負載時直流電壓約降為10，約U=60V,所以，電解電容C為5000uF600V。 (3)斬波器開關管和主續(xù)流二極管DF的選取斬波器主開關管S流過的最大電流為整流器輸出最大電流1274A，承受的電壓為 續(xù)流二極管。輔助開關管Sa選

31、取與主開關相同型號IGBT。 (4)逆變器部分的計算和器件選型 主開關器件IGBT的參數確定：IGBT所承受的正向電壓值就是前端斬波器的輸出電壓以=U·D(D為斬波器開關管的占空比，從安全考慮取值為1)，實際應用中留有 一定的安全裕量，一般為23，所以IGBT的額定電壓為； 2.9 所以，我們選額定電壓為1200V的IGBT。逆變器輸出電壓的傅立葉級數變換式為： 2.10基波分量有效值最大為： 2.11負載諧振時，高次諧波的阻抗較大，它們的輸出功率可以忽略不計，整個逆變器的輸出 功率可以認為是基波分量的功率，即： 2.12由于超聲波電源的負載處于諧振狀態(tài)，功率因數較大，這里取值為09

32、5，基波電流值為： 2.13最大值： 2.14選取IGBT型號時，我們耿流過IGBT電流最大值的兩倍計算，即： 2.15所以我們選用型號為1200V40A的IGBT。 3 逆變器控制系統(tǒng)設計 31鎖相環(huán)頻率自動跟蹤 超聲波電源輸出電信號頻率與換能器諧振頻率就存在差異，使得電路效率降低。對高頻逆變器而言，為了解決頻率漂移問題，保證逆變器件可靠換流和電源工作在較高的功率因數，以獲得最佳的電聲效率，逆變輸出頻率需要隨著負載頻率的變化而變化，使逆變器輸出頻率總是等于負載頻率，也就是說控制電路必須具有頻率跟蹤的功能。 實現頻率跟蹤的方法很多，最簡單的是人工調節(jié)。這種方法在早期他激式超聲波清洗機中得到了廣

33、泛的應用。目前市場上還有這類清洗機在銷售。但是，它的缺點也非常明顯，即它的頻率不能實現實時跟蹤，而且頻率的調節(jié)需要人工干預，常常影響清洗效果。為了適應超聲技術的各種實際應用，人們設計了自激式超聲波發(fā)生器。自激式超聲波清洗機有兩種頻率跟蹤方案，即聲跟蹤和電跟蹤方案。它們都是采用反饋的方式來實現頻率跟蹤，反饋強度常常隨換能器參數發(fā)生變化，反饋信號的強度很難控制。當反饋 信號過強時，會使系統(tǒng)的工作頻率偏離設計值，而當反饋信號處于臨界值或臨界值以下時，又會容易使系統(tǒng)停振。因此，這兩類自激式方案只適用于換能器或換能器陣列總頻帶較寬，并且在工作中參數變化不大的超聲波清洗機。隨著鎖相技術的發(fā)展與廣泛應用，人

34、們又發(fā)展了采用鎖相環(huán)技術來實現頻率跟蹤的方法。 鎖相環(huán)(PLL)I艉-種反饋控制系統(tǒng)，又是一種閉環(huán)跟蹤系統(tǒng)。它是使輸出信號(由振蕩器產生)與參考信號(即輸入信號)在相位與頻率上同步的一種電路。同步狀態(tài)稱為鎖定，在此狀態(tài)下振蕩器的輸出信號與參考信號之間的相位誤差是零或者非常小。如果存在相位差，通過控制電路作用與振蕩器的方式使相位誤差再次降為最小值。PLL鑒相器(PD)、環(huán)路濾波器(LPF)和壓控振蕩器(VCo)三個基本部分組成，如圖31所示。 壓控振蕩器VCO環(huán)路濾波器LPF輸入信號鑒相器PD 輸出信號1/N圖3.1鎖相環(huán)PLL組成方框圖 鑒相器是相位比較裝置，它把輸入信號和壓控振蕩器的輸出信號

35、的相位進行比較，產生對應于相位差的誤差電壓。 鑒相器之后為環(huán)路濾波器，它的作用是濾除鑒相器的輸出信號中的高頻分量和噪聲，以保證環(huán)路所要求的性能，增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性。 壓控振蕩器受濾波器輸出的電壓控制，使得壓控振蕩器的頻率向輸入信號的頻率靠攏，也就是使差拍頻率越來越低，直至消除頻率差而鎖定。 鎖相環(huán)在開始工作時，通常輸入信號的頻率與壓控振蕩器未加控制電壓時的振蕩頻率是不同的。由于兩信號之間存在固有的頻率差，它們之間的相位差勢必不斷的變化,并超過2石，而鑒相器的特性是以相位差2萬為周期的，結果鑒相器輸出的誤差電壓就在一定范圍內擺動。在這種誤差電壓控制之下，壓控振蕩器的頻率也就在相應的范圍之內變化。若

36、壓控振蕩器的頻率能夠變化到與輸入信號頻率相等，便有可能在這個頻率上穩(wěn)定下來。達到穩(wěn)定之后，輸入信號與壓控振蕩器輸出信號之間的頻差為零，相位不再隨時間變化，誤差電壓為一固定值，這時環(huán)路就進入鎖定狀態(tài)。 目前，鎖相式頻率自動跟蹤系統(tǒng)的鎖相環(huán)路有許多專用集成電路，集成鎖相式頻率自動跟蹤系統(tǒng)具有如下特點： (1)由于鎖相環(huán)是一個極好的帶通濾波器，因此，不會產生系統(tǒng)誤差到非諧振的其它頻率之上； (2)頻率自動跟蹤系統(tǒng)的控制信號與取樣的電壓、電流波形的好壞，關系并不大； (3)輸出功率相對較穩(wěn)定，不會因為負載的變化而發(fā)生顯著變化； (4)由于控制系統(tǒng)工作在小信號狀態(tài)下，所以能長時間連續(xù)地工作。超聲波電源中

37、鎖相式頻率自動跟蹤系統(tǒng)電路框圖如圖3-2所示。 圖3.2超聲波電源頻率跟蹤電路結構框圖 由圖32可知，超聲波電源中鎖相式頻率自動跟蹤系統(tǒng)由相位比較器、電壓比較器低通濾波器、壓控振蕩器、激勵放大器，功率放大器、電流取樣及電壓取樣等組成，是一個閉環(huán)系統(tǒng)，它利用了術級換能器上的電壓和電流之問的相位差，經相位比較后，獲得相位誤差信號，再經低通濾波之后，去控制壓控振蕩器的輸出信號的頻率，使之保持與振動系統(tǒng)機械諧振頻率一致，本文中鎖相式頻率跟蹤系統(tǒng)采用集成鎖相環(huán)CD4046。 3. 2鎖相環(huán)CD4046結構及其數學模型3.2.1CD4046內部結構和外圍器件選擇 用集成鎖相環(huán)CD4046來實現超聲波電源逆

38、變控制單元頻率跟蹤和相位鎖定這兩種源極跟隨器、運算放大器和一個5V左右的齊納二極管共六部分電路組成。鑒相器PDI 采用“異或一門結構，當兩個輸入端信號的電平狀態(tài)相異時，輸出端信號為高電平；反之，兩個輸人端電平狀態(tài)相同時，輸出為低電平。當兩個輸入端相位差在范圍內變化時輸出脈沖的占空比亦在改變。從鑒相器PDI的輸入和輸出信號的波形可知，其輸出信號的頻率等于輸入信號頻率的兩倍，并且與兩個輸入信號之間的中心頻率保持90度相移。 圖3.3鎖相環(huán)CD4046結構圖 CD4046提供數字誤差信號和相位脈沖(鎖定信號)兩種輸出，當達到鎖定時，在鑒相器PDII的兩個輸入信號之間保持oo相移。對鑒相器PDII而言

39、，當14腳的輸入信號比3腳的比較信號頻率低時，輸出為邏輯“0；反之則輸出為邏輯“1。如果兩信號的頻率相同而相位不同，當輸入信號的相位滯后于比較信號時，鑒相器PDII輸出為正脈沖，反之當輸入信號相位超前比較信號時，則輸出為負脈沖。在這兩種情況下，從1腳都有與上述正、負脈沖寬度的負脈沖產生。從鑒相器PDII輸出的正、負脈沖寬度均等于兩個輸入脈沖上升沿之間的相位差。而當兩個輸入脈沖的頻率和相位均相同時，鑒相器PDII的輸出為高阻態(tài)，則l腳輸出為高電平。由此可見，從l腳輸出信號是負脈沖還是固定高電平就可以判斷兩個輸入信號的情況了。 綜上所述，CD4046工作原理如下：輸入信號從14腳輸入后，經放大器A

40、I進行放從3腳輸入的比較信號與輸入信號作相位比較，從相位比較器輸出的誤差電壓則反映出兩者的相位差。誤差電壓經環(huán)路濾波器后得到一控制電壓加至壓控振蕩器VCO的輸入端9腳，調整VCO的振蕩頻率，使其迅速逼近輸出信號頻率。VCO的輸出又經除法器再進入鑒相器PDI，繼續(xù)與輸入信號進行相位比較，最后使得VCO的輸出振蕩頻率與輸入信號頻率相同，兩者的相位差為一定值，實現了相位鎖定。若開關撥至13腳，則鑒相器PDII工作，過程與上述相同。 一般情況下，CD4046工作時需要接外圍元器件CI、尺I和惑，它們決定了壓控振蕩器VCO的中心頻率石。在圖3-3中，若只外接電阻Rl，不接恐，當輸入電壓為零時，VCO輸出

41、最低頻率，其值為零；當輸入電壓為D時，VCO則輸出最高頻率，其值為： 3. 1 上式中RI應在lO陋至1MQ之間選取。如果對VCO輸入頻率范圍有要求，則需要同時使用外接電阻Rl和恐，當輸入電壓為零時，VCO輸出最低頻率： 3. 2輸入電壓為D時，VCO輸出最高頻率： 3. 3 用電位器微調Rl和尺2的值，就可以得到所需頻率的設計范圍。CD4046的外圍部件選擇下述范圍為宜： 3. 4 3.2.2 CD4046的數學模型及性能分析 因為鑒相器PDI會鎖定在壓控振蕩器的諧波上，所以這里我們選用鑒相器PDII LPF和VCO的傳遞函數，H似表示反饋通道的傳 設GI(s)，62(J)，63(s)分別表

42、示PDII遞函數，那么在圖31中鎖相環(huán)的開環(huán)傳函表示為： GP(s)=GI(s)·G2(s)。G3(s) 3. 5 鑒相器PDII的傳遞函數可寫為： 3. 6式中，腸是鑒相器的增益，鑒相器的輸出信號和相位誤差的變化范圍分別為和 壓控振蕩器VCO的傳遞函數為： (是VCO的增益) 3. 7 環(huán)路濾波器常用的有RC積分濾波器、無源比例積分型以及有源比例積分型濾波器，本文選用RC滯后型積分濾波器， 設反饋傳遞函數H(s)=IN,鎖相環(huán)的開環(huán)傳遞函數和閉環(huán)傳遞函數分別為： 3. 8 3. 9 其傳遞函數為： 3.10 其中NT>O，N>O，KdKo>o，根據勞斯赫爾維茨判據

43、可以知道，該系統(tǒng)穩(wěn)定。誤差傳遞函數： 3.11 接下來分析穩(wěn)態(tài)誤差，當輸入是幅值為A0的相位階躍時，則輸入信號的拉氏變換為： 3.12根據終值定理可得： 3.13 當輸入為頻率階躍時，設其幅值為國，此時其輸入相位為61(t)=tA07，其拉氏變換為： 3.14根據終值定理可得： 3.15 超聲波電源中換能器參數變化很慢，一般只存在相位階躍和頻率階躍兩種情況，通常遠大于，所以采用滯后性LPF的穩(wěn)態(tài)誤差很小，系統(tǒng)穩(wěn)定。 33死區(qū)寬度對逆變器性能的影響 33I死區(qū)處于不同位置時對逆變器性能的影響 對串聯型高頻超聲波電源，為了避免上下橋臂直通短路，在兩路驅動信號之間需留有一定的死區(qū)時間，死區(qū)時間的位置

44、和大小跟器件的開關損耗、逆變器運行性能以及負等效參數密切相關。 對于圖25所示的串聯諧振逆變器，首先分析一下死區(qū)處于不同位置時對逆變器性能的影響。圖34示出了串聯諧振逆變器開關管死區(qū)位置，圖中正弦波波槽路電流，矩形波為驅動信號。（a）（c）圖3.4死區(qū)的3種不同位置 驅動脈沖在電流過零點處開通，在電流快過零時關斷工作過程如下：VTl，yr4導過關斷延遲時間，然后VTl，V，r4的兩端電壓開始上升，伴隨此過程，CI，C4上的電壓上升，C2c3上的電壓開始下降。實際上，負載電壓在此過程會隨之變化，待1，VT4線雜散電感釋放儲能，從而在VTl，VT4上產生尖峰電壓。經過以上過程，l，VT4可靠關斷，

45、而負載電流仍未過零，Q，c3會分別以沈的電流對Cl，c4放電，伴隨此過 程，負載上的電壓開始反向上升，即開始變?yōu)樽筘撚艺?，待C2，c3放電結束后，Cl，c4上的電壓為，即vTl，VT4上承受的電壓分別是逆變器輸入端電壓，負載上的電壓也為，方向左負右正。此時vT2，vT3為零電壓開通。即使此時負載電流還未過零，和槽路電流是同相的，因此對電路的性能不會有太大的影響。 驅動脈沖在電流快過零時開通，在電流過零點處關斷工作過程如下：VTl，vr4導及D4VT32將分別產生瞬間短路，由于續(xù)流二極管的反向恢復電流經歷了由零增到最大和由最大減小為零的過程，而V他，VT3的電流逐漸增大，因此短路電流是不斷變化的

46、，身短路放電，實際上當它們的充放電過程結束時，VT2，VT3己完全開通。該方式中，逆 變器的輸出電壓可能會存在-4'段時間電壓為零的情況，同時因二極管反向恢復電流，以及輸出電容經管子本身短路等因素可能會引起電路中的雜散參數產生振蕩，所以該方式下逆變器的輸出電壓會出現比前者大的電壓尖峰和振蕩。 驅動脈沖在電流快過零點時開通，在電流快過零時關斷工作過程如下：與(a)圖中的情況相同。經過以上過程，vTl，VT4己可靠關斷，若負載電流還未過零，則Q，c3放電，Cl，C4充電，負載上的電壓反向上升，并經D2，D3續(xù)流。若負載電流已過 零則直接進入階段。負載電流方向改變，若經歷了階段，則cl，Q分

47、別經c3，D3 和G,ih(此時，D2D3流過的為反向恢復電流)形成的兩個環(huán)路放電。若未經過階段脈沖到來時，G，Q再次對a，C：I放電，而Dl，D4又存在了反向恢復電流。 由上面分析可知，若在C3，G放電結束時，負載電流恰好過零，此時開通V睨，VT3 為最佳時刻。若在電流過零后仍未開通VT2，VT3，則負載電流會經DI，D續(xù)流，而負載 端電壓也會重新變?yōu)樽笳邑摚笮〉扔?，VT2，vr3的輸出電容也會重新被充電為 。在這種情況下開通vrr2”3，則負載電壓會重新變?yōu)樽筘撚艺?，而C3，c會經流尖峰，故應保證在電流過零前開通VT2，VT3，亦即整個換流過程應發(fā)生在電流過零前。 332最佳死區(qū)時間的

48、選擇 如果器件為理想開關，開關過程可在瞬間完成，則不存在關斷損耗，但實際上關斷需要一段時間。如圖35所示關斷時的理論波形，因關斷時IGBT集電極與發(fā)射極之間的電壓比上升過程和集電極電流厶下降過程存在重疊時間，導致其功率管IGBT存在關斷損耗。對于關斷時間，每種具體型號的管子都已經給出了具體參數。 圖3.5 功率管IGBT關斷過程波形圖 由前述分析可知，為防止橋臂直通短路，要遵循先關斷后開通的原則，因此一個合理的死區(qū)首先應包含器件的關斷時間。此外，當l，VT4可靠關斷后，橋臂上功率IGBT本身短路放電，而輸出電容與IGBT內部引線電感可能會發(fā)生諧振，從而產生電壓和電流尖峰。為了避免這種現象的發(fā)生

49、，需待輸出電容放電結束后方可開通另一對管子?？梢?，一個最佳的死區(qū)時間應為器件關斷時間和輸出電容放電時間之和。 所以，死區(qū)時間起點位于電流快要過零，而結束點恰好位于電流過零點為最佳，最佳死區(qū)時間應為IGBT關斷時間和輸出電容放電時間之和： 34逆變控制系統(tǒng)的硬件設計與實現 超聲波電源中控制系統(tǒng)結構框圖如圖3-6所示： 從圖中可以看出，槽路電流毛作為頻率跟蹤基準信號，用捕獲單元CAP捕獲時間，由于CAP中斷優(yōu)先級太低，故信號再連接中斷優(yōu)先級較高的XlNT2，當中斷發(fā)生時，讀取CAP，進行DPLL運算，運算中通過IO讀取信號進行干擾處理。系統(tǒng)保護有軟硬件共同實現，當保護發(fā)生時，給逆變驅動電路發(fā)出封鎖

50、脈沖命令。同時，電路產生保護措施進一步處理。所示，圖中利用霍爾電流傳感器，高速比較器，集成鎖相環(huán)CD4046來實現頻率跟蹤鎖相環(huán)與UC3875、數字邏輯芯片相結合來實現在線死區(qū)調節(jié)。 選擇槽路電流信號作為鎖相環(huán)的輸入信號，快速比較器MAX901起波形變換的作用，它將霍爾電流傳感器送來的負載正弦電流變化為方波信號作為CD4046的參考輸入，只要負載諧振頻率的變化范圍在鎖相環(huán)的跟蹤范圍之內，就保證能實現自動跟蹤。 CD4046的13引腳與9引腳問所接的低通濾波器，其時間常數限制了系統(tǒng)跟蹤輸入 信號頻率的速度，同時也限SOT捕捉范圍。如果時間常數過大，會使環(huán)路跟蹤在較快變 化的輸入頻率時引起過度的延

51、遲；而過小，會引起壓控振蕩器輸出頻率的反常變化，根據經驗，本文選取的尺=10K，C=O1uF。因此鎖相環(huán)實際輸出信號的頻率是負載頻率的2倍。此信號分兩路，一路到信號，然后輸入CD4013，這樣經過如圖3-6所示的數字邏輯運算，就可以得到帶有死區(qū)時間的兩路驅動信號，把這兩路驅動信號，輸入到IR2110進行驅動功率管IGBT。其中，死區(qū)時間的大小，就是UC3875控制后的得到的信號 。圖3.6 控制系統(tǒng)電路圖圖3.7 控制系統(tǒng)波形圖 該控制系統(tǒng)中各點波形分析如圖38所示，為鎖相環(huán)CD4046輸出信號，為DSP環(huán)節(jié)輸出信號，改變相對于上升沿的延遲時間，就可改變死區(qū)寬度。在實際電路中，電流采樣，鎖相跟蹤，隔離驅動等都需要時間，這將引起驅動信號滯后電流信號一個角度，因此必須加相位補償電路。本文利用CD4046鎖相環(huán)中PDII的特點，在比較器 MAX901的負相端接一偏置電壓，使得輸出信號上升沿提前厶r時間，調節(jié)電位器即可調節(jié)4r的值。IR2100，驅動開關器件IGBT。 341采樣模塊與外圍電路設計 (1)電流電壓采樣電路 根據對逆變控制電路的要求可以知道，必須要從諧振槽路選取一個頻率反饋信號給逆變控制電路進行頻率跟蹤。本文選取槽路電流作頻率反饋信號，其采樣電路如圖3-9所示。逆變器輸出電流為正弦波，由