傳統(tǒng)二極管整流電路面臨的問(wèn)題

1、一、傳統(tǒng)二極管整流電路面臨的問(wèn)題近年來(lái)，電子技術(shù)的發(fā)展，使得電路的工作電壓越來(lái)越低、電流越來(lái)越大。低電壓工作有利于降低電路的整體功率消耗，但也給電源設(shè)計(jì)提出了新的難題。開(kāi)關(guān)電源的損耗主要由3部分組成：功率開(kāi)關(guān)管的損耗，高頻變壓器的損耗，輸出端整流管的損耗。在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導(dǎo)通壓降較高，輸出端整流管的損耗尤為突出?？旎謴?fù)二極管（FRD）或超快恢復(fù)二極管（SRD）可達(dá)1.01.2V，即使采用低壓降的肖特基二極管（SBD），也會(huì)產(chǎn)生大約0.6V的壓降，這就導(dǎo)致整流損耗增大，電源效率降低。舉例說(shuō)明，目前筆記本電腦普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供電電壓，所消耗的電流可

2、達(dá)20A。此時(shí)超快恢復(fù)二極管的整流損耗已接近甚至超過(guò)電源輸出功率的50。即使采用肖特基二極管，整流管上的損耗也會(huì)達(dá)到（1840）PO，占電源總損耗的60以上。因此，傳統(tǒng)的二極管整流電路已無(wú)法滿足實(shí)現(xiàn)低電壓、大電流開(kāi)關(guān)電源高效率及小體積的需要，成為制約DCDC變換器提高效率的瓶頸。二、同步整流的基本電路結(jié)構(gòu) 同步整流是采用通態(tài)電阻極低的專(zhuān)用功率MOSFET，來(lái)取代整流二極管以降低整流損耗的一項(xiàng)新技術(shù)。它能大大提高DCDC變換器的效率并且不存在由肖特基勢(shì)壘電壓而造成的死區(qū)電壓。功率MOSFET屬于電壓控制型器件，它在導(dǎo)通時(shí)的伏安特性呈線性關(guān)系。用功率MOSFET做整流器時(shí)，要求柵極電壓必須與被整流

3、電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱(chēng)之為同步整流。 1、基本的變壓器抽頭方式雙端自激、隔離式降壓同步整流電路 2、單端自激、隔離式降壓同步整流電路 圖1 單端降壓式同步整流器的基本原理圖 基本原理如圖1所示，V1及V2為功率MOSFET，在次級(jí)電壓的正半周，V1導(dǎo)通，V2關(guān)斷，V1起整流作用；在次級(jí)電壓的負(fù)半周，V1關(guān)斷，V2導(dǎo)通，V2起到續(xù)流作用。同步整流電路的功率損耗主要包括V1及V2的導(dǎo)通損耗及柵極驅(qū)動(dòng)損耗。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率低于1MHz時(shí)，導(dǎo)通損耗占主導(dǎo)地位；開(kāi)關(guān)頻率高于1MHz時(shí)，以柵極驅(qū)動(dòng)損耗為主。 3、半橋他激、倍流式同步整流電路 圖2 單端降壓式同步整流器的基本原理圖 該電路的基本

4、特點(diǎn)是： 1）變壓器副邊只需一個(gè)繞組，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，它的副邊繞組數(shù)只有中間抽頭結(jié)構(gòu)的一半，所以損耗在副邊的功率相對(duì)較??； 2）輸出有兩個(gè)濾波電感，兩個(gè)濾波電感上的電流相加后得到輸出負(fù)載電流，而這兩個(gè)電感上的電流紋波有相互抵消的作用，所以，最終得到了很小的輸出電流紋波； 3）流過(guò)每個(gè)濾波電感的平均電流只有輸出電流的一半，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，在輸出濾波電感上的損耗明顯減小了； 4）較少的大電流連接線（high current inter-connection），在倍流整流拓?fù)渲?，它的副邊大電流連接線只有2路，而在中間抽頭的拓?fù)渲杏?路； 5）動(dòng)態(tài)響應(yīng)很好。 它唯一的缺點(diǎn)就是需要兩個(gè)輸出濾

5、波電感，在體積上相對(duì)要大些。但是，有一種叫集成磁（integrated magnetic）的方法，可以將它的兩個(gè)輸出濾波電感和變壓器都集成到同一個(gè)磁芯內(nèi)，這樣可以大大地減小變換器的體積。三、電路實(shí)例分析 16.5W同步整流式DCDC電源變換器的設(shè)計(jì) 下面介紹一種正激、隔離式16.5WDCDC電源變換器，它采用DPASwitch系列單片開(kāi)關(guān)式穩(wěn)壓器DPA424R，直流輸入電壓范圍是3675V，輸出電壓為3.3V，輸出電流為5A，輸出功率為16.5W。采用400kHz同步整流技術(shù)，大大降低了整流器的損耗。當(dāng)直流輸入電壓為48V時(shí)，電源效率=87。變換器具有完善的保護(hù)功能，包括過(guò)電壓欠電壓保護(hù)，輸出

6、過(guò)載保護(hù)，開(kāi)環(huán)故障檢測(cè)，過(guò)熱保護(hù)，自動(dòng)重啟動(dòng)功能、能限制峰值電流和峰值電壓以避免輸出過(guò)沖。 由DPA424R構(gòu)成的16.5W同步整流式DCDC電源變換器的電路如圖6所示。與分立元器件構(gòu)成的電源變換器相比，可大大簡(jiǎn)化電路設(shè)計(jì)。由C1、L1和C2構(gòu)成輸入端的電磁干擾（EMI）濾波器，可濾除由電網(wǎng)引入的電磁干擾。R1用來(lái)設(shè)定欠電壓值（UUV）及過(guò)電壓值（UOV），取R1=619k時(shí)，UUV=619k×50A2.35V=33.3V，UOV=619k×135A2.5V=86.0V。當(dāng)輸入電壓過(guò)高時(shí)R1還能線性地減小最大占空比，防止磁飽和。R3為極限電流設(shè)定電阻，取R3=11.1k時(shí)，

7、所設(shè)定的漏極極限電流ILIMIT=0.6ILIMIT=0.6×2.50A=1.5A。電路中的穩(wěn)壓管VDZ1（SMBJ150）對(duì)漏極電壓起箝位作用，能確保高頻變壓器磁復(fù)位。 圖6 16.5W同步整流式DCDC電源變換器的電路 該電源采用漏源通態(tài)電阻極低的SI4800型功率MOSFET做整流管，其最大漏源電壓UDS(max)=30V，最大柵源電壓UGS(max)=±20V，最大漏極電流為9A（25）或7A（70），峰值漏極電流可達(dá)40A，最大功耗為2.5W（25）或1.6W（70）。SI4800的導(dǎo)通時(shí)間tON=13ns（包含導(dǎo)通延遲時(shí)間td(ON)=6ns，上升時(shí)間tR=7n

8、s），關(guān)斷時(shí)間tOFF=34ns（包含關(guān)斷延遲時(shí)間td(OFF)=23ns，下降時(shí)間tF=11ns），跨導(dǎo)gFS=19S。工作溫度范圍是55150。SI4800內(nèi)部有一只續(xù)流二極管VD，反極性地并聯(lián)在漏源極之間（負(fù)極接D，正極接S），能對(duì)MOSFET功率管起到保護(hù)作用。VD的反向恢復(fù)時(shí)間trr=25ns。 功率MOSFET與雙極型晶體管不同，它的柵極電容CGS較大，在導(dǎo)通之前首先要對(duì)CGS進(jìn)行充電，僅當(dāng)CGS上的電壓超過(guò)柵源開(kāi)啟電壓UGS(th)時(shí)，MOSFET才開(kāi)始導(dǎo)通。對(duì)SI4800而言，UGS(th)0.8V。為了保證MOSFET導(dǎo)通，用來(lái)對(duì)CGS充電的UGS要比額定值高一些，而且等效柵

9、極電容也比CGS高出許多倍。 SI4800的柵源電壓（UGS）與總柵極電荷（QG）的關(guān)系曲線如圖7所示。由圖7可知 QG=QGSQGDQOD（1） 式中：QGS為柵源極電荷； QGD為柵漏極電荷，亦稱(chēng)米勒（Miller）電容上的電荷； QOD為米勒電容充滿后的過(guò)充電荷。 圖7 SI4800的UGS與QG的關(guān)系曲線當(dāng)UGS=5V時(shí)，QGS=2.7nC，QGD=5nC，QOD=4.1nC，代入式（1）中不難算出，總柵極電荷QG=11.8nC。 等效柵極電容CEI等于總柵極電荷除以柵源電壓，即 CEI=QGUGS（2） 將QG=11.8nC及UGS=5V代入式（2）中，可計(jì)算出等效柵極電容CEI=2

10、.36nF。需要指出，等效柵極電容遠(yuǎn)大于實(shí)際的柵極電容（即CEI>>CGS），因此，應(yīng)按CEI來(lái)計(jì)算在規(guī)定時(shí)間內(nèi)導(dǎo)通所需要的柵極峰值驅(qū)動(dòng)電流IG（PK）。IG（PK）等于總柵極電荷除以導(dǎo)通時(shí)間，即 IG=QGtON（3） 將QG=11.8nC，tON=13ns代入式（3）中，可計(jì)算出導(dǎo)通時(shí)所需的IG(PK)=0.91A。 同步整流管V2由次級(jí)電壓來(lái)驅(qū)動(dòng)，R2為V2的柵極負(fù)載。同步續(xù)流管V1直接由高頻變壓器的復(fù)位電壓來(lái)驅(qū)動(dòng)，并且僅在V2截止時(shí)V1才工作。當(dāng)肖特基二極管VD2截止時(shí)，有一部分能量存儲(chǔ)在共模扼流圈L2上。當(dāng)高頻變壓器完成復(fù)位時(shí)，VD2續(xù)流導(dǎo)通，L2中的電能就通過(guò)VD2繼續(xù)

11、給負(fù)載供電，維持輸出電壓不變。輔助繞組的輸出經(jīng)過(guò)VD1和C4整流濾波后，給光耦合器中的接收管提供偏置電壓。C5為控制端的旁路電容。上電啟動(dòng)和自動(dòng)重啟動(dòng)的時(shí)間由C6決定。 輸出電壓經(jīng)過(guò)R10和R11分壓后，與可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器LM431中的2.50V基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，產(chǎn)生誤差電壓，再通過(guò)光耦合器PC357去控制DPA424R的占空比，對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。R7、VD3和C3構(gòu)成軟啟動(dòng)電路，可避免在剛接通電源時(shí)輸出電壓發(fā)生過(guò)沖現(xiàn)象。剛上電時(shí)，由于C3兩端的電壓不能突變，使得LM431不工作。隨著整流濾波器輸出電壓的升高并通過(guò)R7給C3充電，C3上的電壓不斷升高，LM431才轉(zhuǎn)入正常工作狀態(tài)。在軟啟

12、動(dòng)過(guò)程中，輸出電壓是緩慢升高的，最終達(dá)到3.3V的穩(wěn)定值。 四、用于同步整流的功率MOSFET最新進(jìn)展 為滿足高頻、大容量同步整流電路的需要，近年來(lái)一些專(zhuān)用功率MOSFET不斷問(wèn)世，典型產(chǎn)品有FAIRCHILD公司生產(chǎn)的NDS8410型N溝道功率MOSFET，其通態(tài)電阻為0.015。Philips公司生產(chǎn)的SI4800型功率MOSFET是采用TrenchMOSTM技術(shù)制成的，其通、斷狀態(tài)可用邏輯電平來(lái)控制，漏源極通態(tài)電阻僅為0.0155。IR公司生產(chǎn)的IRL3102（20V61A）、IRL2203S（30V116A）、IRL3803S（30V100A）型功率MOSFET，它們的通態(tài)電阻分別為0

13、.013、0.007和0.006，在通過(guò)20A電流時(shí)的導(dǎo)通壓降還不到0.3V。這些專(zhuān)用功率MOSFET的輸入阻抗高，開(kāi)關(guān)時(shí)間短，現(xiàn)已成為設(shè)計(jì)低電壓、大電流功率變換器的首選整流器件。 最近，國(guó)外IC廠家還開(kāi)發(fā)出同步整流集成電路（SRIC）。例如，IR公司最近推出的IR1176就是一種專(zhuān)門(mén)用于驅(qū)動(dòng)N溝道功率MOSFET的高速CMOS控制器。IR1176可不依賴于初級(jí)側(cè)拓?fù)涠鴨为?dú)運(yùn)行，并且不需要增加有源箝位（active clamp）、柵極驅(qū)動(dòng)補(bǔ)償?shù)葟?fù)雜電路。IR1176適用于輸出電壓在5V以下的大電流DCDC變換器中的同步整流器，能大大簡(jiǎn)化并改善寬帶網(wǎng)服務(wù)器中隔離式DCDC變換器的設(shè)計(jì)。IR1176配上IRF7822型功率M