第六章開關(guān)電源反饋設(shè)計

1、第六章 開關(guān)電源反饋設(shè)計除了磁元件設(shè)計以外，反饋網(wǎng)絡(luò)設(shè)計也是開關(guān)電源了解最少、且非常麻煩的工作。它涉及到模擬電子技術(shù)、控制理論、測量和計算技術(shù)等相關(guān)問題。開關(guān)電源環(huán)路設(shè)計的目標是要在輸入電壓和負載變動范圍內(nèi)，達到要求的輸出（電壓或電流）精度，同時在任何情況下應(yīng)穩(wěn)定工作。當負載或輸入電壓突變時，快速響應(yīng)和較小的過沖。同時能夠抑制低頻脈動分量和開關(guān)紋波等等。為了較好地了解反饋設(shè)計方法，首先復(fù)習模擬電路中頻率特性、負反饋和運算放大器基本知識，然后以正激變換器為例，討論反饋補償設(shè)計基本方法。并介紹如何通過使用惠普網(wǎng)絡(luò)分析儀HP3562A測試開環(huán)響應(yīng)，再根據(jù)測試特性設(shè)計校正網(wǎng)絡(luò)和驗證設(shè)計結(jié)果。最后對仿真

2、作相應(yīng)介紹。6.1 頻率響應(yīng)在電子電路中，不可避免存在電抗（電感和電容）元件，對于不同的頻率，它們的阻抗隨著頻率變化而變化。經(jīng)過它們的電信號不僅發(fā)生幅值的變化，而且還發(fā)生相位改變。我們把電路對不同頻率正弦信號的輸出與輸入關(guān)系稱為頻率響應(yīng)。6.1.1 頻率響應(yīng)基本概念 (dB) 20log(G) 60 40BW 20fL fH 0 100 101 102 103 104 105f(a) 90 0 100 101 102 103 104 105f -90(b)圖6.1 波特圖電路的輸出與輸入比稱為傳遞函數(shù)或增益。傳遞函數(shù)與頻率的關(guān)系即頻率響應(yīng)可以用下式表示其中G(f)表示為傳遞函數(shù)的模（幅值）與頻

3、率的關(guān)系，稱為幅頻響應(yīng)；而(f)表示輸出信號與輸入信號的相位差與頻率的關(guān)系，稱為相頻響應(yīng)。典型的對數(shù)幅頻響應(yīng)如圖6.1所示，圖6.1(a)為幅頻特性，它是畫在以對數(shù)頻率f為橫坐標的單對數(shù)坐標上，縱軸增益用20logG(f)表示。圖6.1(b)為相頻特性，同樣以對數(shù)頻率f為橫坐標的單對數(shù)坐標上，縱軸表示相角。兩者一起稱為波特圖。在幅頻特性上，有一個增益基本不變的頻率區(qū)間，而當頻率高于某一頻率或低于某一頻率，增益都會下降。當高頻增高時，當達到增益比恒定部分低3dB時的頻率我們稱為上限頻率，或上限截止頻率fH，大于截止頻率的區(qū)域稱為高頻區(qū)；在低頻降低時，當達到增益比恒定部分低3dB時的頻率我們稱為下

4、限頻率，或下限截止頻率fL，低于下限截止頻率的區(qū)域稱為低頻區(qū)；在高頻截止頻率與低頻截止頻率之間稱為中頻區(qū)。在這個區(qū)域內(nèi)增益基本不變。同時定義 （6-1）為系統(tǒng)的帶寬。6.1.2 基本電路的頻率響應(yīng)1. 高頻響應(yīng)在高頻區(qū)，影響系統(tǒng)（電路）的高頻響應(yīng)的電路如圖6.2所示。以圖6.2a為例，輸出電壓與輸入電壓之比隨頻率增高而下降，同時相位隨之滯后。利用復(fù)變量s得到 （6-2）對于實際頻率，s=jj2f，并令 （6-3）就可以得到電路高頻電壓增益R LC R (a ) (b) 圖6.2 高頻響應(yīng) （6-4）由此得到高頻區(qū)增益的模（幅值）和相角與頻率的關(guān)系 （6-5）對數(shù)幅頻特性為 （6-5a） （6-

5、6）幅頻響應(yīng) 20logG(dB) 10-2 10-1 100 101 102 103 0 f/fH -20 -40 (a)10-2 10-1 100 101 102 103 0 f/fH -45 -90 (b) 圖6.3 圖2電路的高頻波特圖1) 當ffH時可見，對于對數(shù)頻率坐標，上式為一斜線，斜率為20dB/十倍頻（20dB/dec），與0dB直線在f=fH處相交，所以fH稱為轉(zhuǎn)折頻率。當f=fH時，dB,即0.707。高頻響應(yīng)以0dB直線與-20dB/dec為漸近線，在轉(zhuǎn)折頻率處相差最大為3dB。幅頻特性如圖6.3a所示。當頻率等于轉(zhuǎn)折頻率時，電容電抗正好等于電阻阻值。當頻率繼續(xù)增加時，

6、電容C的阻抗以20dB/dec減少，即頻率增加10倍，容抗減少10倍，所以輸出以20dB衰減。相頻特性相位與頻率的關(guān)系（式（6.6）可以用以下方式作出：1） 當ffH時，H90,得到一條H90直線。3） 當ffH時，H45。當f0.1fH和f 10fH時,H分別為5.7和84.3,故可近似用斜率為斜線表示。相頻特性如圖6.3(b)所示。由幅頻和相頻可以看到，當頻率增加時，電路增益越來越小，相位滯后越來越大。當相位達到90時，增益為0。幅頻和相頻特性都由上限頻率fH決定。從式（6.3）可以看到，上限截止頻率由電路的時間常數(shù)（RC）決定。如果圖6.2b的時間常數(shù)L/R與圖6.2a的時間常數(shù)RC相等

7、，則圖6.2b電路的波特圖與圖6.2a完全相同。從圖6.3可以看出，高頻信號大大衰減，而低頻信號得以保存。因此，這種電路也稱為低通濾波器。對于圖6.2a電路，如果時間常數(shù)對研究的時間來說大的多，即電阻和電容數(shù)值很大，我們有因為Uo=Uc，可以得到 （6-7）這是一個積分電路?？梢?，相同的電路對不同的研究目的表現(xiàn)出不同的功能。2. 低頻特性我們來研究圖6.4所示兩個電路在低頻區(qū)的特性。利用復(fù)變量s，由圖6.4（a）可以得到 C R Ui R Uo Ui L Uo (a) (b) 圖6.4 低頻響應(yīng)按照實際頻率，并令 （6-8）得到 （6-9）因此電路低頻區(qū)的增益（模）和相角分別為 20logG(

8、dB) 10-3 10-2 10-1 100 101 102 0 f/fL -20 -40 (a) 90 45 10-3 10-2 10-1 100 101 102 0 f/fL (b) 圖6.5 圖4電路的低頻波特圖 （6-10a） (6-10b) （16-11）采用與高頻響應(yīng)相似直線近似的方法，可以畫出低頻響應(yīng)的波特圖，如圖6.5所示。圖中fL為下限頻率，即低頻轉(zhuǎn)折頻率。在轉(zhuǎn)折頻率以下，電路增益隨頻率下降而下降，特性斜率為20dB/dec。相位隨頻率降低超前輸入相位。最大超前90,這時增益為0（dB）。下限轉(zhuǎn)折頻率也與電路時間常數(shù)RC(L/R)有關(guān),如果圖6.4(a)與(b)時間常數(shù)相同，

9、則它們的波特圖也完全相同。從圖6.5還可以看到，電路對低頻信號衰減；而高頻信號由于容抗減少而順利通過。因此這種電路也稱為高通濾波器。對于圖6.4(a)電路的時間常數(shù)遠遠小于我們研究的時間間隔時，輸出獲得輸入信號的變化部分，則 （6-12）電路表現(xiàn)為一個微分電路。LUI C RL Uo 圖6.6 LC濾波電路頻率特性3. LC濾波電路特性在開關(guān)電源中，正激類的輸出濾波器（圖6.6）是一個LC網(wǎng)絡(luò)，并有負載電阻與輸出電容并聯(lián)，且負載電阻可以從某定值（滿載）變化到無窮大（空載）。對于圖6電路我們同樣可以用復(fù)變量得到按照實際頻率，并令 （6-13）得到 （6-14）dBD=10 10 7 3 0 2

10、-10 1 0.5 -200.25 -30 -40dB/dec0.1 -40 0.1 1.0 10 f/fc (a)-40-80-90-100 D=0.120 0.25-140 5 2 1-160-180 f/fc (b) 圖6.7 輸出LC濾波器幅頻(a)和相頻(b)特性電路的特征阻抗為，在ff0很小范圍內(nèi)，令，于是增益幅頻和相頻特性分別為 （6-15） （6-16）由式（6-15）和（6-16）可以做出LC濾波電路的波特圖，如圖6.7所示。當ff0時，式（6-14）分母中第二項遠遠大于其余兩項，感抗以20dB/dec增加，容抗以-20dB/dec減少，負載阻抗遠遠大于容抗，幅頻特性40dB

11、/dec下降，趨于-180。在f 接近f0時，不同的D值，幅值提升也不一樣：D值越大，相當于輕載，電路欠阻尼，幅值提升幅度越高。隨著負載加大，等效負載電阻減少，D值下降，提升峰值也減少；當D=1時，臨界阻尼，由低頻趨向f0時，只有很小的提升，并在ff0時，回到0dB，在ff0后，增益逐漸趨向-40dB/dec。而當D 5Zo），相頻特性隨頻率迅速改變。對于Ro=5Zo，在頻率1.5f0時，相移幾乎達到170。而在增益斜率為-20dB/dec的電路中，決不可能產(chǎn)生大于90相移，而相頻特性隨頻率的變化率遠低于圖6.7b的-90/dec的相移變化率。如果圖6.6中輸出電容具有ESR等效串聯(lián)電阻Res

12、r，一般ESR很小,在低頻段1/CResr,不會對低頻特性產(chǎn)生影響。當頻率增高到此時，相位提升45。當頻率繼續(xù)升高，輸出濾波電路變成LResr電路。LC濾波器在頻率fesr之后從-40dB/dec轉(zhuǎn)換為-20dB/dec衰減，相移趨向滯后90,而不是180。這就是說，電容的ESR提供一個零點。6.1.3基本電路的時域響應(yīng)電路分析方法分穩(wěn)態(tài)分析和瞬態(tài)分析。前面以正弦波為基本信號分析了電路的幅值和相位的頻率響應(yīng)，是穩(wěn)態(tài)響應(yīng)。這種方法稱為頻域分析法。電路分析另一種方法是瞬態(tài)分析法。它是以階躍信號為輸入信號，研究電路輸出隨時間變化規(guī)律，稱為階躍響應(yīng)。它是以波形的上升時間和平頂降落大小為評判標志。稱為時

13、域分析法。1. 階躍信號圖6.8表示一個階躍電壓，可表示為 （6-17）可以看到，階躍信號波形轉(zhuǎn)換時變化率為無窮大，而在轉(zhuǎn)換前和轉(zhuǎn)換以后是一個不變化的常數(shù)。從頻率分析的觀點看，極快的變化率包含從直流到極高頻率的諧波分量。電路輸出能否重復(fù)輸入信號的波形：輸出的上升時間反映了電路的高頻響應(yīng)；而平頂降落反映了電路的低頻響應(yīng)。2. 單時間常數(shù)的階躍響應(yīng)Uit=0 0R LC R (a) (b) 圖6.8 階躍響應(yīng)我們來研究圖6.2電路的階躍響應(yīng)，重畫于圖6.8。階躍響應(yīng)由上升時間tr和平頂降落表示。上升時間tr當階躍信號加在圖6.8(a)電路輸入端，根據(jù)RC電路一般規(guī)律有式中U0初值；U終值；RC時間

14、常數(shù)。電容初始電壓U0為零，得到 (6-18) uo/Ui 1 0.9 0.1 0trtt1t2 圖6.9 階躍響應(yīng)uo/UI與時間t的關(guān)系式中L/R，Ui為階躍信號平頂部分電壓值。Uo/Ui與時間關(guān)系如圖6.9所示。（RC電路三要素：初值、終值和時間常數(shù)。）輸入在極短時間上升到終值，而輸出電壓隨時間指數(shù)變化，要經(jīng)過一段時間才達到終值，這種現(xiàn)象稱為前沿失真。一般將輸出終值的10%到終值的90%的時間間隔定義為上升時間tr。由式（6-18）可見，當tt1時，即同理得到tt2時因為所以，上升時間為電路的高頻響應(yīng)，可以得到 （6-19）可見，上升時間與上限頻率成反比，fH越高，上升時間tr就越小，前

15、沿失真越小。例如某電路帶寬1MHz，階躍響應(yīng)上升時間s。同樣我們利用圖6.4(a)來研究平頂降落。當階躍輸入時，可以得到輸出為uo與時間關(guān)系如圖6.10所示。如果研究的時間tp，在此時間內(nèi)雖然輸入電壓不變，但輸出電壓仍按指數(shù)規(guī)律下降，下降速度與時間常數(shù)有關(guān)。這種現(xiàn)象稱為平頂降落。由于tp1,則，即引入反饋后，增益減少了，這種反饋稱為負反饋。（2）若，引入反饋以后。增益增加了，這種反饋稱為正反饋。正反饋雖然使得增益增加，但使放大器工作不穩(wěn)定，很少應(yīng)用。（3）若0,則，這就是說，沒有輸入信號，放大器仍然有輸出，這時放大器成了一個振蕩器。6.2.2反饋深度與深度負反饋當1就是負反饋。越大，放大器增益

16、下降越多，因此是衡量負反饋程度的一個重要指標，稱為反饋深度。如果1,稱為深度負反饋，即1,由式（6-23）得到 （6-24）由式（6-24）可以看到，深度負反饋放大器的閉環(huán)增益等于反饋系數(shù)的倒數(shù)。如果反饋電路由無源元件例如電阻構(gòu)成，則閉環(huán)增益是非常穩(wěn)定的。式（6-23）右邊分母中的1是輸入信號與反饋信號的差值信號放大器的凈輸入信號。1,就是說反饋信號遠遠大于凈輸入信號。如果反饋信號是電壓，凈輸入電壓為零，稱為虛短；如果反饋信號為電流，則凈輸入為零。稱為虛斷。6.2.3 環(huán)路增益 如果將輸入短路，凈輸入處斷開，在基本輸入端a，經(jīng)基本放大器輸出反饋網(wǎng)絡(luò)回到輸入斷開處b（圖6.12）的總增益稱為環(huán)路

17、增益。因為，所以，所以環(huán)路增益為 （6-25）6.2.4 負反饋放大器的類型根據(jù)輸出取樣（電壓或電流）和反饋信號與輸入信號連接方式（串聯(lián)還是并聯(lián)），負反饋有四種拓撲：a. 電壓串聯(lián)負反饋l 電路拓撲電壓串聯(lián)負反饋電路拓撲如圖6.13所示。R1和R2組成分壓器，將輸出電壓的一部分反饋到輸入端，與凈輸入電壓串聯(lián)，故稱為電壓串聯(lián)反饋。l 電路作用Ui +Ud Gv Uf R1UoR2 圖6.13 電壓串聯(lián)負反饋在輸入電壓不變時，當負載變化，或放大器電源變化，或電路參數(shù)引起電壓放大倍數(shù)變化時，如果沒有反饋，輸出電壓將變化較大U。例如引起輸出電壓增加，如果有反饋，則有UoUfUd Uo可見穩(wěn)定輸出電壓。

18、l 基本關(guān)系因為取樣電路與輸出電壓并聯(lián)，反饋取樣是電壓取樣，輸入是串聯(lián)，電壓加減，將方框圖中所有替換成，反饋電壓為且反饋系數(shù)為從圖中可以看到，凈輸入電壓，這就是說，反饋信號消弱了輸入信號，即沒有反饋時，全部輸入信號加在放大器的輸入端；有反饋時，反饋信號只是一部分（）加在輸入端，提供基本放大器放大。放大器開環(huán)電壓放大倍數(shù)為電壓串聯(lián)負反饋放大器的閉環(huán)增益為如果1,即深度負反饋，則閉環(huán)增益為 （6-26）或深度負反饋時，凈輸入為零虛短，也可以得到相同結(jié)果。這就是運算放大器中同相放大器。一般小于1，要使1,只有1，這就要求放大器很高的電壓放大倍數(shù)才能達到深度負反饋。b.電流串聯(lián)負反饋l 電路拓撲圖6.

19、14為電流串聯(lián)負反饋。輸出電壓為負載電阻Rl上的電壓。如忽略放大器的輸入電流，取樣電阻Rs上電壓與負載電流成正比，此電壓反饋到輸入端，與凈輸入電壓串聯(lián)，故稱為電流串聯(lián)負反饋。應(yīng)當注意到與電壓反饋的區(qū)別：電壓反饋的反饋網(wǎng)絡(luò)（R1和R2）與輸出電壓并聯(lián)，如果輸出短路，則反饋消失；而電流反饋的反饋網(wǎng)絡(luò)（Rs）與輸出電壓串聯(lián)，即使RL0,即輸出電壓為零，反饋電壓依然存在。l 電路作用Ui +Ud Gg Uf RL UoIoRs 圖6.14 電壓串聯(lián)負反饋當輸入電壓不變時，因某種原因（例如負載電阻減少）使輸出電流加大，由于存在負反饋，有IoUfUd Io可見電流串聯(lián)負反饋穩(wěn)定輸出電流。在電源中為恒流或限

20、流狀態(tài)。l 基本關(guān)系因為取樣電流，方框圖中輸出量為電流，輸入部分是串聯(lián)，與電壓串聯(lián)反饋相同為電壓。因此反饋電壓，則反饋系數(shù)為與電壓串聯(lián)反饋相似，反饋電壓消弱了輸入電壓，是負反饋。開環(huán)增益為而閉環(huán)增益為深度負反饋時，閉環(huán)增益為（同樣可以用虛短得到）電流串聯(lián)負反饋的電壓增益為（6-27）c.電壓并聯(lián)負反饋l 電路拓撲電壓并聯(lián)負反饋電路拓撲如圖6.15所示。反饋信號從輸出端直接通過電阻R2引回到輸入端。如果將輸出端短路，R2與放大器輸入端并聯(lián)，不隨輸出變化而變化，故為電壓反饋；反饋電壓與輸入端并聯(lián)，稱為并聯(lián)反饋。并聯(lián)反饋與凈輸入電壓并聯(lián)，反饋只能改變凈輸入電流。因輸出與輸入反相，輸出幅度加大，反饋電

21、流加大，凈輸入電流減少，故為負反饋。l 電路作用電壓反饋同樣穩(wěn)定輸出電壓。l 基本關(guān)系R2 R1 Ui -Gr Uo +圖6.15 電壓并聯(lián)負反饋 如果是深度負反饋，放大器開環(huán)增益非常大，在有限輸出電壓時，輸入電流和輸入電壓近似為零虛斷虛地。因此，有因0,得到輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系為 （6-28）這就是運算放大器中反相運算的反相放大器。電流并聯(lián)反饋在電源中應(yīng)用較少，這里不作介紹。6.2.5 負反饋對放大器性能改善負反饋降低了增益，但是帶來放大器性能改善。a. 穩(wěn)定電路增益電路的增益（放大倍數(shù)或傳遞函數(shù)）隨著環(huán)境溫度、元器件老化或更換、工作點變化和負載變化導致輸出的改變。引入負反饋以后，當輸入

22、信號一定時，能維持輸出基本穩(wěn)定。在深度負反饋時，閉環(huán)增益近似為，一般反饋網(wǎng)絡(luò)是電阻元件，因此反饋放大器增益比較穩(wěn)定?，F(xiàn)從理論上予以說明。假定由于更換元件使開環(huán)增益變化對閉環(huán)增益的影響：我們將開環(huán)增益、閉環(huán)增益，反饋系數(shù)都用其模表示，閉環(huán)增益為 （6-29）對G求導數(shù)因為，所以 （6-30）可見，有負反饋以后，閉環(huán)增益的相對變化量比開環(huán)增益相對變化量低，反饋越深，閉環(huán)增益越穩(wěn)定。b. 減少干擾對輸出影響如果有一個噪聲信號進入到反饋環(huán)內(nèi)（圖6.16），如果沒有反饋將在輸出端引起Xn；當有反饋時，由于反饋的作用使得輸出中僅為Xnf，反饋到輸入端H Xnf，由于在輸入信號不包含Xn，所以凈輸入的干擾分

23、量為H Xnf，再經(jīng)過放大與進入的干擾信號相減，因此有因此得到 （6-31）XnXnI=0 -HXnfG XnfXf =HXnfH圖6.16 負反饋減少進入反饋環(huán)的噪聲譽干擾可見，負反饋對干擾信號有抑制作用，反饋愈深，抑制能力愈強。但應(yīng)當注意到，負反饋只抑制串入到反饋環(huán)路內(nèi)的噪聲與干擾，不能抑制環(huán)外以及來自輸入信號的噪聲和干擾。c. 擴展頻帶設(shè)開環(huán)帶寬為并假設(shè)電路只有一個高頻轉(zhuǎn)折頻率，則開環(huán)高頻增益可表示為式中為中頻開環(huán)帶寬。當加入反饋以后，有上式分子與分母同除以，得到 （6-32a）式中 （6-32b） 可見，有了反饋以后，系統(tǒng)帶寬增加了。從以上結(jié)果不難得到，開環(huán)增益帶寬積等于閉環(huán)增益帶寬積

24、。有反饋時的相位移為 （6-32c）6.2.6 負反饋輸入、輸出電阻的影響l 輸入電阻串聯(lián)反饋開環(huán)輸入電阻為閉環(huán)時，輸入電阻為 （6-33）串聯(lián)反饋提高輸入電阻。并聯(lián)反饋開環(huán)輸入電阻于串聯(lián)相同。閉環(huán)輸入電阻為 （6-34）并聯(lián)反饋降低輸入電阻。l 輸出電阻電壓反饋負載電阻是從負載端向放大器看得等效電阻(圖6.17)。若開環(huán)輸出電阻為Ro和反饋電阻并聯(lián)。一般應(yīng)反饋電阻遠大于開環(huán)輸出電阻，故忽略反饋電阻的影響。有電壓反饋以后，為了計算輸出電阻，將負載斷開，計算出放大器的開路電壓為放大器開環(huán)輸出電阻為Ro，輸出短路，輸出電壓為零，沒有反饋，則短路電流為G Ro + Uo RLGXd -Rfb 圖6.

25、17 電壓負反饋的反對輸出電阻影響則反饋時輸出電阻為 （6-35）可見，電壓反饋減少輸出電阻()。電流反饋增加輸出電阻，這里不做推導。6.2.7 負反饋放大器穩(wěn)定問題在前面的討論中可以看到，負反饋放大器性能改善都與有關(guān)，越大，放大器性能越優(yōu)良。但是，如果反饋太深，有時放大器不能穩(wěn)定地工作，而產(chǎn)生振蕩現(xiàn)象，稱為自激振蕩。這時不需要外加信號，放大器就會有一定頻率的輸出。這就破壞了放大器的正常工作，應(yīng)當盡量設(shè)法避免。a. 負反饋自激振蕩在中頻范圍內(nèi)，負反饋放大器有相位移，n=0,1,2，（分別是G和H的相角），與同相，是與兩者之差，表現(xiàn)出負反饋作用。但當頻率提高時，將產(chǎn)生附加相移。如果附加相移達到,

26、n=0,1,2,，與變?yōu)榉聪啵桥c兩者之和，導致輸出增大，甚至沒有輸入，由于電路的瞬態(tài)擾動，在輸出端有輸出信號，再經(jīng)過反饋網(wǎng)路反饋到輸入端，得到，在經(jīng)放大得到一個放大后的信號。如果這個信號正好等于，有即 （6-36）電路產(chǎn)生自激振蕩?？梢姡摲答佔约ふ袷幵蚴桥c附加相移。b.負反饋放大器穩(wěn)定工作條件從以上分析可以知道，自激振蕩的環(huán)路增益的幅值與相位條件為 （6-37）為了避免自激振蕩，放大器穩(wěn)定工作，必須破壞上述兩個條件：即在時相位移，或相位時（圖6.18）。這是工程上判斷放大器穩(wěn)定的判據(jù)。設(shè)計補償網(wǎng)絡(luò)時，補償后要保證在時，相位有m=45相位裕度，即135;或相位180時，增益有Gm=10dB

27、的增益裕度。這樣才不至于在由于溫度、電路參數(shù)、元器件更換而造成進一步附加相移引起電路不穩(wěn)定。 20lgAF (dB)增益裕度 Gmfc0f0 f f -90 m相位裕度-180 圖6.18 反饋放大器AF的波特圖負反饋電路振蕩是因為在某個頻率環(huán)路相移180，同時增益為1(0dB)。一般反饋系數(shù)（取樣分壓比）H是電阻構(gòu)成的，相移由放大器內(nèi)部相移造成的。我們來考察一個電壓串聯(lián)負反饋放大器，低頻反饋信號與輸入信號同相，如果某一個頻率通過放大器又附加相移180,負反饋變成正反饋，才可能引起振蕩。相移180的放大器至少應(yīng)當有3個轉(zhuǎn)折頻率（三個極點），即從頻率特性知道，每個極點最大相移90,單極點決不可能

28、自激振蕩。雖然兩個極點可以達到180,但達到180對應(yīng)的頻率的增益為零，不滿足自激條件。有三個極點的放大器也不一定自激振蕩。例如，放大器開環(huán)增益為1000,（60dB）。情況a.三個極點頻率相等，f1= f2=f3=5kHz; b.三個極點頻率分別為f1=1kHz, f2=50kHz,f3=500kHz.。如果反饋系數(shù)均為1/10,即-20dB.用20dB直線與放大器開環(huán)頻率特性相交，交點為環(huán)路增益0dB點（增益為1）對應(yīng)頻率為22.6kHz。相移為超過180,不符合穩(wěn)定條件。而對于三個極點頻率之間相距較遠，如情況b,反饋系數(shù)為20dB，有解得環(huán)路增益0dB點頻率f=65kHz，于是相移情況b

29、雖然也是三個極點，但極點頻率分散，在一定的反饋深度下，可以不振蕩。但在開關(guān)電源中，輸出電壓一定，基準電壓可選擇的范圍很小，那么反饋系數(shù)取樣分壓比也是確定的。例如分壓比是2.5/5=0.5（輸出電壓為5V，基準2.5V），6dB。如果開環(huán)幅頻特性即使和情況b一樣，0dB頻率為160kHz，相移角180，正好自激。從以上的例子可以看到，如果環(huán)路增益幅頻特性以-20dB/dec穿越，盡管有多個極點，也不會自激振蕩，這是穩(wěn)定的第一個判據(jù)。為保證足夠的相位裕度，不會因為電路分布參數(shù)等影響，保證穿越頻率時相位有45相位裕度。這是第二個穩(wěn)定判據(jù)。在開關(guān)電源中輸出濾波器在諧振頻率有兩個極點，同時分壓比（采樣）

30、是基本固定的，可以改變的只有誤差放大器。在下面將看到可以通過改變誤差放大器的頻率響應(yīng)來保證電源的閉環(huán)動態(tài)和靜態(tài)特性。6.3運放的運用為了分析方便，先把運放視為理想器件。理想運放具有：開環(huán)電壓增益GUO=；輸入電阻ri=；輸出電阻ro=0；開環(huán)帶寬BW；當同相端電壓up=un反相端電壓，輸出uo=0；沒有溫度漂移。根據(jù)工作線性區(qū)的理想運放，利用理想?yún)?shù)導出以下重要結(jié)論：1) 理想運放兩輸入端之間電壓差為零，即ui=up-un=0，即up=un。這是因為輸出電壓受電源電壓限制，而GUO=,因而ui =0。2) 因為輸入電阻ri=和ui= 0，運放輸入電流為零。實際運放并不是理想的，但在大多數(shù)情況下

31、，可以作為理想運放使用：例如閉環(huán)增益較低，被放大的信號比較大。而在有些情況下必須考慮運放的實際參數(shù)。6.3.1反相比例運算R2 R1 UI -G Uo +R圖6.19 反相運算電路 圖6.19為反相運算放大器。從反饋上講，屬于電壓并聯(lián)反饋拓撲。輸出電阻低，而輸入電阻就是R1。理想運放輸入電流為零，輸入電壓也為零。因此有所以，輸出電壓 （6-38）可以看到，輸出與輸入成線性關(guān)系，負號表示輸出于輸入相位相反，為反相比例運算。但是應(yīng)當注意到：UiR3 R2 - +R4R 圖6.20 分壓器輸入的反相比例a. 反相運算兩個輸入端接近地電位，共模電壓很小，不會引起共模誤差，因此，大部分運算電路是反相運算

32、。b. 在實際電路中，在同相輸入端通過電阻R=R1/R2接地。這在放大mV級小信號時特別重要，如果RR1/R2，運放偏置電流在兩個輸入端電阻上壓降不等，此電壓差被放大，引起輸出誤差。 Vcc 100k 100k 100k 22kIo - 10k 100 CA3240 4n7 + Uo Rs0.72m 100 4n7 圖6.21 小信號放大器c. 因放大電路一般安裝在印刷電路板上，R1和R2在數(shù)值上不能大于1M，避免PCB線間漏電流影響；同時也不能太小，受到運放輸出電路的拉電流和灌電流（一般小于10mA，因而 R22k）的限制。d. 如果用一個分壓器組成輸入電路（圖6.20），則R1R3/R4。e. 輸出最大幅值受到電源及輸出管飽和壓降限制，即如果電源Vcc=15V，輸出最大幅值為電源電壓減去飽和壓降。還應(yīng)當注意，正負飽和壓降一般不相等。f. 小信號放