三相逆變器控制算法詳細設(shè)計報告

1、 目錄1 - INTRODUCE61.1 - Background61.2 - Referenced documents61.2.1 - Internal documents61.2.2 - External documents62 - 系統(tǒng)主電路及控制框圖73 - DQPLL設(shè)計83.1 - 鎖相環(huán)控制模型83.2 - 控制器參數(shù)設(shè)計123.2.1 - C(s)、F(s)的設(shè)計123.2.2 - 全通濾波器A(S)設(shè)計144 - INV控制設(shè)計164.1 - 控制器模型164.2 - 控制器參數(shù)設(shè)計174.2.1 - 電流內(nèi)環(huán)參數(shù)設(shè)計184.2.2 - 電壓外環(huán)參數(shù)設(shè)計194.2.3 - 仿

2、真結(jié)果215 - BOOST控制設(shè)計245.1 - TL-BOOST特性分析245.2 - 控制器設(shè)計265.2.1 - 電流環(huán)設(shè)計285.2.2 - 電壓環(huán)設(shè)計295.3 - 仿真結(jié)果306 - 孤島檢測316.1 - 孤島效應(yīng)316.2 - 電網(wǎng)模型特性316.3 - 孤島檢測原理326.4 - 相位擾動法336.5 - MATLAB仿真376.5.1 - 仿真1：386.5.2 - 仿真2：396.5.3 - 仿真3：416.6 - 多機并網(wǎng)情況下孤島檢測416.6.1 - 雙機仿真1：436.6.2 - 雙機仿真2：466.6.3 - 雙機仿真3：487 - MPPT設(shè)計507.1 -

3、 MPPT的功能507.2 - 擾動觀察法507.3 - 改進的擾動觀察法517.4 - MPPT 放在BOOST前面MATLAB仿真：517.4.1 - 仿真1：517.4.2 - 仿真2：527.4.3 - 仿真3：537.4.4 - 仿真4：537.4.5 - 仿真4：547.4.6 - 小結(jié)547.5 - 再改進：547.5.1 - 仿真1547.5.2 - 仿真2557.5.3 - 仿真3567.5.4 - 仿真4561 - 系統(tǒng)主電路及控制框圖圖2-1 主電路圖圖2-2系統(tǒng)框圖設(shè)計規(guī)格輸入電壓：430900VDC；輸出電壓：400VAC；功率等級：50KW；開關(guān)頻率：8kHz；輸出

4、頻率：50/60Hz。2 - DQPLL設(shè)計2.1 - 鎖相環(huán)控制模型在理想情況下，三項市電的相電壓可表示為： （3-1）三項相電壓由abc靜止坐標(biāo)系到復(fù)平面坐標(biāo)系的轉(zhuǎn)換關(guān)系為： （3-2）復(fù)平面坐標(biāo)系再到dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的坐標(biāo)變換關(guān)系為： （3-3）其中，上式（3-3）中的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系變換用到的即為市電鎖相角。將(3-1),(3-2)代入(3-3)，可以計算出同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓分量為： (3-4)從(3-4)式可以看出，旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓分量可以反映出市電真實相位角和鎖相角之間的誤差信息，因此，通過求取旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的向量和，就可以間接知道市電相角與鎖相角之間的誤差信息，經(jīng)控制其C(

5、s) 后得到頻率調(diào)節(jié)量，然后與標(biāo)稱頻率疊加經(jīng)積分得到鎖相角。標(biāo)稱頻率作為前饋控制量其作用是提高調(diào)節(jié)速率，縮小控制調(diào)節(jié)量的變換范圍。這樣利用圖3-1所示的閉環(huán)控制，就可以達到鎖相的目的。圖3-1 閉環(huán)鎖相控制框圖利用3-4式中的關(guān)系式，如果很小，可以將圖1所示的鎖相控制回路在平衡點處線性化后簡化為圖2所示的控制模型框圖。這樣，所想系統(tǒng)就是一個典型的線性控制問題，通過設(shè)計合理的控制器C（s）就可以獲得期望的鎖相性能。圖3-2 簡化后的鎖相控制框圖圖3-2所示的控制回路閉環(huán)傳函為： （3-5）從式（3-5）可以看出，若設(shè)計控制器C（s）為簡單的比例控制，則閉環(huán)系統(tǒng)是穩(wěn)定的慣性環(huán)節(jié)，對于理想的階躍輸入

6、，系統(tǒng)沒有穩(wěn)態(tài)誤差。然而，由于控制器本身不含積分作用，回路中的積分量是因為頻率與角度之間的積分關(guān)系產(chǎn)生的，所以若在積分環(huán)節(jié)之前存在常值干擾，則控制器無法消除干擾所產(chǎn)生的穩(wěn)態(tài)誤差。另外，采用比例控制，閉環(huán)控制回路為一階系統(tǒng)，其在高頻干擾抑制方面以及動態(tài)特性的調(diào)整上也不如二階系統(tǒng)好。所以為了提高控制性能，控制器C(s)一般多設(shè)計成比例積分PI型調(diào)節(jié)器，其表達式如下： （3-6）將式(3-6)代入(3-5)中，整理后可以得到閉環(huán)系統(tǒng)傳遞函數(shù)的標(biāo)準形式為： (3-7)其中，。對于式(3-7)所示的閉環(huán)系統(tǒng)，其特性由PI控制器的參數(shù)Kp和Ki所決定，目的是要兼顧系統(tǒng)跟蹤市電相位角的速度與抑制諧波及噪聲干

7、擾能力。對于上述系統(tǒng)的PI參數(shù)選擇，有很多標(biāo)準方法可以直接應(yīng)用，最為簡單有效的設(shè)計原則是將系統(tǒng)的阻尼比設(shè)計在，并根據(jù)閉環(huán)系統(tǒng)的帶寬要求確定自然頻率。對于帶寬的選擇，這里主要取決于系統(tǒng)抑制市電諧波及噪聲干擾的需要。過高的系統(tǒng)帶寬會降低系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度，并有可能導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。在實際情況下，市電并非理想的三相平衡正弦電壓，受到電網(wǎng)上非線性負載干擾因素的影響，市電電壓上通常都含有大量的諧波成份。并且三相電壓還會有不平衡現(xiàn)象以及因采樣不準導(dǎo)致的電壓偏移等問題，這些因素都會使前面提到的鎖相方法的性能受到很大影響。對于市電上的高次諧波影響，一般可以通過降低閉環(huán)系統(tǒng)的設(shè)計帶寬，增加濾波器來解決。對于市電的不平

8、衡性以及電壓偏移等問題導(dǎo)致的低次諧波影響，通過降低系統(tǒng)帶寬來抑制低次諧波就會使系統(tǒng)的響應(yīng)速度變得非常遲鈍，無法滿足相位角的動態(tài)跟蹤要求，可采用基于正序分量（Positive Sequence Component）提取的解決思路。 圖3-3是基于正序分量提取的改進型閉環(huán)鎖相控制框圖，與圖3-1所示的基本形閉環(huán)鎖相控制框圖相比，該鎖相方法增加了正序分量提取環(huán)節(jié)，另外，為了更好地抑制市電電壓諧波對鎖相精度的影響，控制回路中還加入了一級具有低通濾波特性的補償器F(s)。圖3-3 基于正序分量提取的改進型閉環(huán)鎖相控制框圖對于具有不平衡性的三相市電相電壓，其正序分量的提取計算公式如下： （3-8）其中，或

9、為了方便計算，可將式（3-8） 重新整理如下： （3-9）上式中的j可以理解為90度相移，它可以通過全通濾波器(All pass filter)來實現(xiàn)。一階全通濾波器的傳遞函數(shù)形式為： （3-10）全通濾波器的分子與分母為共軛向量，模值為1，因此輸入信號經(jīng)全通濾波器后幅值保持不變，但相位隨頻率不同而產(chǎn)生不同的相移。對于式 ( 3-10) 的一階全通濾波器，其相位隨頻率從0°變到-180°。2.2 - 控制器參數(shù)設(shè)計對于圖3-3所示的閉環(huán)鎖相系統(tǒng)，需要設(shè)計的補償器有C(s)、F(s)以及全通濾波器A(s)。在這里，由于要考慮低通濾波器F(s)對系統(tǒng)閉環(huán)控制特性的影響，所以采用

10、簡單的頻率域校正法設(shè)計控制參數(shù)。下面以相電壓為220（RMS），頻率為60Hz的三相市電為例來設(shè)計閉環(huán)鎖相控制系統(tǒng)的具體參數(shù)。2.2.1 - C(s)、F(s)的設(shè)計根據(jù)圖2，若C(s)為式6所示的PI控制器，則在不加入濾波器F(s)前的系統(tǒng)開環(huán)傳函為： （3-11）其中，。 顯然，式（3-11）在高頻處的幅值衰減斜率為-20db/dec，而一般好的控制系統(tǒng)都希望在高頻處有至少-40db/dec的衰減斜率，這樣有利于提高系統(tǒng)抑制高頻干擾的能力。為了使設(shè)計的控制器不過于復(fù)雜，這里將F(s)設(shè)計成一階低通濾波器，也就是說，開環(huán)系統(tǒng)將增加一個極點，這樣，系統(tǒng)的幅頻特性曲線在高頻處的衰減斜率就變成了-

11、40db/dec。增加低通濾波器后的系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為： （3-12）其中，為低通濾波器F(s)的截止頻率。針對一個控制系統(tǒng)，在設(shè)計參數(shù)前必須明確具體的設(shè)計目標(biāo)。在這里，初步希望閉環(huán)系統(tǒng)的超調(diào)量不大于20%，閉環(huán)截止角頻率大約在60Hz（377rad/s）處。由于式(3-12)是典型的最小相位系統(tǒng)，其幅頻和相頻特性曲線大致形狀如圖3-4所示，所以下面采用基本的頻率域校正原則來確定控制參數(shù)。圖3-4 典型系統(tǒng)的頻率特性曲線首先，根據(jù) （3-13）將20% 超調(diào)量的時域指標(biāo)近似換算成頻率域指標(biāo)，阻尼系數(shù)為0.46。再根據(jù)公式 （3-14）求得相角裕度48.5°，這里為了增加裕度，取，諧振

12、峰值Mr可由 （3-15）或Mr=1/sinr求得。由相角裕度可以求出開環(huán)頻率曲線在中頻區(qū)的寬度為： （3-16）如果基于閉環(huán)諧振峰值最小這一原則設(shè)計控制器，也就使說將閉環(huán)諧振峰值放在相角裕度最大的位置，則可以確定： ， （3-17）最后還需要確定的參數(shù)是Kp。由于上述系統(tǒng)中，閉環(huán)截止角頻率與開環(huán)截止角頻率很接近，所以根據(jù)設(shè)計要求可以取，且在截止角頻率處有： (3-18 )結(jié)合式(11)中增益K的表達式可以得到： （3-19）基于以上方法設(shè)計出的控制參數(shù)具體值為：Kp=1.16，Ti=0.0113，2=665rad/s（同樣的方法算出在50Hz的截止頻率時Kp=1.01，Ti=0.0135，2

13、=554rad/s）。根據(jù)式（3-12）所示傳函以及計算所得參數(shù)得到的 波特圖3-5：圖3-5 波特圖為了消除系統(tǒng)“爬行”現(xiàn)象，需要將1增大，即讓1更接近截止頻率c，這樣調(diào)整后的系統(tǒng)相角裕度又會減小，導(dǎo)致超調(diào)量的增大，因此還需要使2遠離截止頻率c來增加相角裕度。最終調(diào)整后的參數(shù)值為Ti=0.0082，2=942rad/s。2.2.2 - 全通濾波器A(S)設(shè)計全通濾波器A（s）的作用是產(chǎn)生90度的相移，對于式 (3-10) 所示的一階全通濾波器，其模值恒等于1，其相角為： （3-20）所以設(shè)計在50Hz頻率處產(chǎn)生90°相移的全通濾波器為： (3-21)在60Hz頻率處產(chǎn)生90

14、6;相移的全通濾波器為： (3-22)在正序分量提取過程中沒有對市電電壓上的諧波進行抑制，但考慮到閉環(huán)控制回路本身就具有低通特性，對高次諧波已經(jīng)具有抑制能力。該方法最主要的缺點是全通濾波器對市電頻率變換沒有自適應(yīng)能力，因此在市電頻率偏離基準頻率是不能產(chǎn)生準確的90°相移。仿真顯示，在47.5Hz和51.5Hz兩個邊界值時，最大相位移不到2°，功率因數(shù)在0.999以上，這個誤差還是完全可以接受的。3 - INV控制設(shè)計3.1 - 控制器模型逆變部分(INV) 完成對并網(wǎng)電壓電流的控制，通過控制并網(wǎng)電流繼而控制電壓。采用電壓電流雙環(huán)控制，電壓外環(huán)負責(zé)維持穩(wěn)定的直流BUS電壓；電

15、流內(nèi)環(huán)的控制是系統(tǒng)的關(guān)鍵，利用它來控制并網(wǎng)電流的幅值和頻率。本部分描述逆變電路的建模和雙環(huán)控制器的設(shè)計。圖4-1 INV結(jié)構(gòu)圖 (4-1)將d軸定義在輸出電壓矢量方向，根據(jù) (4-2)進行坐標(biāo)變換，可推導(dǎo)出 (4-3)忽略，把它當(dāng)作擾動量，認為瞬時電流完全由BUS電容提供，將BUS電容電壓作為常量來處理，對上式做拉氏變換： (4-4)對、解偶后可以分別進行控制；期望為0，以消除無功分量；上式變?yōu)?(4-5)可作為電壓電流雙環(huán)控制模型中電壓外環(huán)的傳遞函數(shù)。為消除耦合效應(yīng)，對d、q軸電流環(huán)路進行解耦控制，解耦后的矩陣表達式為： (4-6)對上式進行拉氏變換： (4-7)市電d、q分量和作為擾動要進

16、行前饋補償，據(jù)此得出d、q軸電流內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù)表達式： （4-8）INV模塊可示意為：圖4-2 INV模型3.2 - 控制器參數(shù)設(shè)計INV采用電壓電流雙環(huán)控制策略，電壓外環(huán)控制的目的是控制逆變器的直流母線電壓，穩(wěn)定的直流電壓可以減少對網(wǎng)側(cè)交流電流的干擾，提高電能的質(zhì)量，也利于功率器件的耐壓保護。電流內(nèi)環(huán)分別對d、q、0軸電流回路進行控制。D軸通道控制有功功率輸出，Q軸通道控制無功功率輸出，0通道負責(zé)0序電流分量，以控制BUS充放電平衡。在電壓外環(huán)中，以為被控制對象，程序里需要乘以這個系數(shù)進行補償，在電壓電流控制回路中加入低通濾波器?？刂骗h(huán)路如圖4-3示：圖4-3 控制器模型3.2.1 - 電流內(nèi)

17、環(huán)參數(shù)設(shè)計控制器采用PI，開環(huán)傳遞函數(shù)為：其中。設(shè)計控制目標(biāo)為閉環(huán)系統(tǒng)的超調(diào)量不超過20%，閉環(huán)截止頻率在1.5KHz處，按照高階系統(tǒng)中時域和頻域指標(biāo)之間的換算關(guān)系，中頻帶寬度求得為7.5，可以求得參數(shù)值： rad/s=9420*2/8.5=2216 rad/s =9420*15/8.5=16623 rad/s 在截止頻率處有L取1.2，可計算得9420*1.2*=11.311.3*2216=25040電感內(nèi)阻取0.5，可得如圖4-4所示Bode圖：圖4-4 電流環(huán)波特圖3.2.2 - 電壓外環(huán)參數(shù)設(shè)計加入低通濾波器F(s)后，系統(tǒng)的傳遞函數(shù)形式為其中為F(s)的截止頻率，閉環(huán)截止頻率設(shè)計為電

18、流環(huán)截止頻率的1/10，即150Hz（942rad/sec），超調(diào)量不超過20%，取中頻帶寬度為11，電容取3900/2uf，設(shè)計出的控制參數(shù)為：= 942*1.950e-3=1.84 = 6.369e-3= 942/6*1.84=289= 1727圖4-5 電壓環(huán)波特圖當(dāng)閉環(huán)截止頻率設(shè)計為電流環(huán)截止頻率的1/10，即150Hz（942rad/sec）;當(dāng)閉環(huán)截止頻率設(shè)計為電流環(huán)截止頻率的1/5, 即300Hz（1884rad/sec），超調(diào)量不超過20%，取中頻帶寬度為11，電容取2*5600 uf，設(shè)計出的控制參數(shù)為：= 942*5.6e-3= 5.3= 942/6 = 157= 5.3*

19、157 = 832= 942*22/12 = 1727圖4-5-2 電壓環(huán)波特圖3.2.3 - 仿真結(jié)果BOOST和INV開關(guān)頻率分別設(shè)為12KHz和8KHz.首先鎖相環(huán)開始工作，在0.01s處BOOST開始工作，BOOST輸出接兩個25KW假負載，0.02s處開始啟動INV并卸掉一個假負載，0.025s處卸掉第二個假負載，0.03s處開始啟動MPPT。輸入電壓參考值為500V，BUS電壓參考值750V。BUS電壓如圖5-9, 正負BUS電壓如圖4-6, 并網(wǎng)電流如圖4-7。圖4-6 正負BUS電壓圖4-7 逆變輸出電流從圖5-9以及圖4-7可看出，電壓環(huán)路控制器和電流環(huán)控制器能較穩(wěn)定地控制B

20、US電壓和并網(wǎng)電流，但是由于正負BUS的不平衡，并網(wǎng)電流的THDi值高達6以上，需要做BUS差環(huán)控制。對BUS差進行補償控制后，BUS差 減小了一半以上，控制在12V左右的范圍里，THDi 下降到THDi=3.8。正負BUS電壓以及輸出電流波形如圖4-8和圖4-9所示：圖4-8 加入BUS差環(huán)控制后的正負BUS電壓圖4-9 加入BUS差環(huán)控制后的逆變輸出電流4 - BOOST控制設(shè)計4.1 - TL-BOOST特性分析BOOST DC-DC變換電路完成最大功率跟蹤（MPPT）或BUS穩(wěn)壓控制。MPPT放在此環(huán)節(jié)時，系統(tǒng)通過MPPT尋找出光伏陣列最大功率點，給出控制信號，再通過偵測對PV電壓，即

21、BOOST輸入電壓做閉環(huán)控制，同時對BOOST電感電流做反饋控制。圖5-1 三電平BOOST拓撲其中-PV輸出電流；-PV輸出電壓；-正負BUS電壓和；-經(jīng)過電感的電流；、-BOOST電感值；-BUS電容值。對三電平輸出BOOST電路，在正負bus負載一致的情況下需要生成兩路占空比一致的交錯PWM波，以交錯使正負bus充放電，在PV電壓高于450V，BUS電壓控制在低于900V時，雙管工作占空比在0.5以下，典型的PWM波形如下圖示。圖5-2 PWM驅(qū)動波形以及變化關(guān)系BOOST電路有4種工作階段（狀態(tài)）：狀態(tài)a：上管導(dǎo)通，給BUS-充電，電感電流上升。圖5-3（a） BOOST電路工作狀態(tài)意

22、圖狀態(tài)b：兩管都不導(dǎo)通，給BUS+以及BUS-充電，電感放電。圖5-3（b） BOOST電路工作狀態(tài)意圖狀態(tài)c：上管導(dǎo)通，給BUS+充電，電感電流上升。圖5-3（c） BOOST電路工作狀態(tài)意圖狀態(tài)d與狀態(tài)b完全一樣。在一個開關(guān)周期里，輸入輸出電壓傳遞函數(shù)與占空比的關(guān)系滿足4.2 - 控制器設(shè)計在我們的系統(tǒng)中，MPPT算法放在BOOST中實現(xiàn)，BOOST控制PV電壓，BUS電壓由INV控制。 BOOST直接控制輸入PV電壓時，以輸入電容電壓和電感電流為狀態(tài)變量，這時候描述電路的狀態(tài)空間方程如下：階段1（0），上管導(dǎo)通，這時狀態(tài)方程為： （5-1）階段2（），雙管都不導(dǎo)通，這時狀態(tài)方程為： （5

23、-2）階段3（0.5），與階段1類似；階段4（），與階段2類似；列出狀態(tài)空間平均模型： （5-3）對上式做拉氏變換： （5-4）于是可以看出、及占空比之間的關(guān)系。以為擾動量，得出電壓外環(huán)傳遞函數(shù)： (5-5)以為擾動量，則電流內(nèi)環(huán)表達式為 (5-6)控制對象模型可表示為圖5-4 控制對象模型MPPT模塊計算出BOOST電路輸入電壓的參考值Vref，外環(huán)為電壓環(huán)，使BOOST輸入電壓跟蹤MPPT的輸出Vref，并給出電流內(nèi)環(huán)BOOST輸入電流的參考值；電流內(nèi)環(huán)希望通過實時采樣的反饋控制占空比的變化。希望擾動量對系統(tǒng)產(chǎn)生的干擾能被抑制，故在控制中采用前饋補償策略，對和所產(chǎn)生的影響進行補償，建立的控

24、制框圖如圖5-5示：圖5-5 BOOST控制框圖在電流內(nèi)環(huán)中，按照上圖對控制對象ed/2Ls進行控制器設(shè)計，也可以以1/2Ls為被控對象，在程序里對ed進行補償，這樣做的好處是當(dāng)BUS電壓控制目標(biāo)改變時，只需要調(diào)整ed為相應(yīng)的值，而不需要對控制器本身進行改動。為防止誤差信號突變對電路的影響，控制回路中還加入了一級LPF特性的補償器F(S)。最終得到的控制框圖如圖5-6，下面根據(jù)控制框圖分別對電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的控制器進行具體設(shè)計。圖5-6 調(diào)整后的BOOST控制框圖4.2.1 - 電流環(huán)設(shè)計在設(shè)計時，根據(jù)一般的工程經(jīng)驗，來確定控制指標(biāo)。其中電流環(huán)的截止頻率采用1.5KHz，中頻帶寬度h對控制系

25、統(tǒng)的動態(tài)品質(zhì)起決定作用，h越大超調(diào)量越小，但h過大會使擾動作用下的恢復(fù)時間延長；h小則超調(diào)量大，動態(tài)性能下降；綜合考慮下，可選擇h=511。電流環(huán)會影響到直流電壓的跟蹤能力和功率變化時的抗干擾能力。在系統(tǒng)中采用常規(guī)PI控制校正方法。在未加低通濾波器F(S)前電流內(nèi)環(huán)控制回路的開環(huán)傳遞函數(shù)表達式： (5-7)其中，令，并加入截止頻率的低通濾波器后，系統(tǒng)的傳函形式為： (5-8)此傳函形式與INV電壓外環(huán)傳函形式一致，同理可得 = 9420*2*225e-6= 4.2=4.2/(4.5*e-4)= 9.2e3= 2200= 16624圖5-7 電流環(huán)波特圖4.2.2 - 電壓環(huán)設(shè)計為了方便控制器的

26、設(shè)計，將電流環(huán)看作單位1，電壓外環(huán)的控制器閉環(huán)截止頻率設(shè)計為電流環(huán)截止頻率的1/3，即500Hz（3140rad/s），超調(diào)量不超過30%。采用與上類似的設(shè)計方法，選擇PI調(diào)節(jié)器作為系統(tǒng)校正的方式?？刂苹芈返拈_環(huán)傳遞函數(shù)表達式： （5-9）其中，令，系統(tǒng)的傳函形式為： （5-10）采用與電流環(huán)一樣的計算方法，其中中頻帶寬h取9，設(shè)計出的參數(shù)：= 3140/5= 628= 1.6e-3=3140*(550/2)*e-6= 0.87=0.87/(1.6*e-3)= 543圖5-8 電壓環(huán)波特圖4.3 - 仿真結(jié)果首先鎖相環(huán)開始工作，在0.01s處BOOST開始工作，BOOST輸出接兩個25KW假負

27、載，0.02s處開始啟動INV并卸掉一個假負載，0.025s處卸掉第二個假負載，0.03s處開始啟動MPPT。輸入電壓參考值為500V，BUS電壓參考值750V。圖5-9中4個波形分別為PV電壓參考值，PV電壓實際值，BUS電壓參考值，BUS電壓實際值。BOOST控制器能較好地跟蹤PV電壓參考值。圖5-9 BOOST輸入輸出電壓5 - 孤島檢測5.1 - 孤島效應(yīng)孤島效應(yīng)是指并網(wǎng)型逆變器在電網(wǎng)斷電時仍繼續(xù)對電網(wǎng)供電的狀態(tài)。太陽能供電系統(tǒng)而言，在孤島現(xiàn)象發(fā)生時，由于其失去電力網(wǎng)絡(luò)電壓作為參考信號；所以電力轉(zhuǎn)換器的輸出電壓、電流及頻率將出現(xiàn)不穩(wěn)定的情況；若未及時將其切離系統(tǒng)，會造成某些敏感性負載受

28、到損害。另外，由于此分布式系統(tǒng)仍然持續(xù)獨立供電給負載，也可能造成維修人員觸電的危險。孤島現(xiàn)象的偵測是很有必要的。5.2 - 電網(wǎng)模型特性太陽能逆變器并網(wǎng)連接示意圖如圖6-1所示：圖6-1圖6-1中，RLC為電網(wǎng)的等效模型。正常運行時，電網(wǎng)公共連接點（PCC）處的允許偏差應(yīng)滿足相關(guān)標(biāo)準的電壓、頻率范圍。當(dāng)光伏系統(tǒng)電網(wǎng)接口處電壓超出規(guī)定范圍時，逆變器應(yīng)在規(guī)定時間內(nèi)動作，將光伏系統(tǒng)與電網(wǎng)斷開。對于圖示的RLC并聯(lián)負載，頻率特性如下：其中，為系統(tǒng)的諧振頻率；系統(tǒng)的品質(zhì)因數(shù)：負載的有功功率：電感的無功功率：電容的無功功率：可以發(fā)現(xiàn)品質(zhì)因數(shù)Qf是反應(yīng)負載特性的一個重要指標(biāo)。Qf越大，系統(tǒng)工作在諧振頻率的能

29、力越強，就越難偏離諧振頻率。電網(wǎng)的實際負載一般都是感性的，因此常在電網(wǎng)上并聯(lián)電容來補償無功功率，如果補償電容大小合適，則整個電網(wǎng)負載的諧振頻率恰好為市電頻率，且電感和電容上的無功功率大小相等，這時電網(wǎng)的功率因數(shù)為1，品質(zhì)因數(shù)為：，假如去除補償電容，電網(wǎng)的功率因數(shù)為：因此品質(zhì)因數(shù)與功率因數(shù)之間的關(guān)系為：當(dāng)Q大于2.5時，功率因數(shù)PF小于0.37，因此一般認為電網(wǎng)實際負載的品質(zhì)因數(shù)Q不會超過2.5。5.3 - 孤島檢測原理孤島檢測方法通常分為兩類：被動式檢測和主動式檢測。因為發(fā)生孤島效應(yīng)時，逆變器 輸出的幅值頻率會發(fā)生改變，所以只要檢測到逆變器輸出幅值和頻率的改變，就可以檢測到孤島發(fā)生與否，這種方

30、法一般稱為被動式檢測。但是這種方法存在一個缺點，即當(dāng)電網(wǎng)中的負載正好與逆變器輸出接近匹配時，負載端的電壓及頻率變化量很小，被動式的檢測方法就會失效。這種方法的NDZ(Non-Detection Zone)較大。為此，設(shè)計考慮的主要是在電網(wǎng)的等效負載正好與逆變器輸出匹配或接近匹配時的情況。主動式檢測法的思想是在逆變器的控制信號中加入很小的電壓，頻率或相位擾動信號，然后檢測逆變器的輸出。當(dāng)逆變器與電網(wǎng)相連則擾動信號的作用很??；而當(dāng)孤島發(fā)生時擾動信號的作用就會顯現(xiàn)出來，當(dāng)輸出變化超過規(guī)定的門限值就能預(yù)報孤島的發(fā)生。電壓擾動法：會因為電網(wǎng)電壓幅值的小變動使逆變器減小其功率輸出，從而偏離最大功率點。頻率

31、（相位）擾動法：檢測準確、輸出電能質(zhì)量高、瞬態(tài)反應(yīng)快、正反饋放大了電網(wǎng)的小變化，可能對電網(wǎng)產(chǎn)生微小影響，對弱電網(wǎng)可能導(dǎo)致不穩(wěn)定。一般電壓允許波動的范圍相對頻率較大，通過擾動使其偏離規(guī)定范圍會相對較慢，所以這里采用相位擾動法來進行檢測。5.4 - 相位擾動法根據(jù)檢測頻率f偏移電網(wǎng)中心頻率fo的大小來改變逆變器輸出電流和負載端電壓間的相位差，當(dāng)電網(wǎng)頻率穩(wěn)定時，相位差固定。而當(dāng)電網(wǎng)斷開時，若此時的相位差、頻率f與RLC的相頻特性不一致，頻率f便會發(fā)生偏移，頻率f偏離中心頻率越遠，擾動相位差會跟著越大，頻率又會繼續(xù)偏移，從而達到加速效果。在dq坐標(biāo)系當(dāng)中，假定有功分量被定在d軸上，而無功分量被定在q軸

32、上由于最終空間矢量是由d軸分量和q軸分量二者合成的，改變無功分量q，就會改變合成空間矢量與d軸的夾角。由于dq坐標(biāo)是參考正序電壓而來，即有功電壓是落在d軸上，因此改變逆變器輸出電流的無功分量就會改變電流矢量與正序有功電壓的夾角，如圖6-2所示qdq圖6-2dq坐標(biāo)下，電壓與電流的相位差，所以控制、的比例就可以控制逆變器輸出電壓電流相位差。當(dāng)產(chǎn)生孤島時，可以根據(jù)f對進行擾動使其發(fā)生如下正反饋：f 因為一般情況下，逆變器只輸出有功功率，即原本是設(shè)為零的，所以這里說的擾動量便為。根據(jù)仿真，擾動公式取如下：擾動公式中，0.2為比例系數(shù)，50為電網(wǎng)中心頻率。比例系數(shù)越大，越容易檢測出孤島，但對電網(wǎng)正常工

33、作時的影響也越大，會降低功率因數(shù)；比例系數(shù)太小，會導(dǎo)致孤島檢測時間變長，甚至檢測不出孤島存在。從式中可看出，頻率偏移越大，也越大，從而達到加速頻率f的偏移，快速檢出孤島的存在。并聯(lián)RLC的相頻特性和擾動相頻特性如圖6-3所示：圖6-3圖6-3中：黃線為諧振頻率為51.5Hz，Q值為2.5的并聯(lián)RLC的相頻特性， 藍線為諧振頻率為47.5Hz，Q值為2.5的并聯(lián)RLC的相頻特性，紅線為擾動相頻特性，圖6-3中RLC的相頻曲線與擾動相頻曲線的交點意義：當(dāng)頻率為fx，擾動的相位差恰好和RLC特性在fx處的相位差一致時，fx將不會偏移，擾動會失敗，這樣可能會導(dǎo)致檢測不出孤島的存在。另外，若一直采用擾動

34、公式進行不間斷擾動，那么當(dāng)電網(wǎng)經(jīng)常偏離中心頻率較遠的正常范圍工作時，如f=48Hz，則此時，功率因數(shù)，由此可見功率因數(shù)會大打折扣。針對上面第一種情況，可通過判斷頻率在當(dāng)前擾動下經(jīng)過一個周期是否有變化，若基本無變化，就加大擾動量，使其偏移穩(wěn)定點。為了避免第二種情況，可通過小擾動和頻率的小變化來進行孤島預(yù)判斷。結(jié)合仿真，得具體孤島檢測程序流程圖如下：頻率、電壓是否已超出范圍是頻率、電壓是否已超出范圍斷開電網(wǎng)、停止逆變輸出是每隔3個周期進行一次正、反偏置擾動否否開始頻率是否連續(xù)三個周期都按照擾動方向偏移頻率是否按照擾動方向偏移啟用加速擾動擾動過程中頻率是否變化是是否是否否加大擾動頻率是否變化否連續(xù)進

35、行正、反偏置擾動圖6-4正、反偏置擾動的大小根據(jù)仿真?。?，對應(yīng)的相位差為：，即并網(wǎng)正常工作時，逆變器的輸出功率因數(shù)為：。這里擾動量若取值太大會影響功率因數(shù)，太小可能會檢測不到擾動產(chǎn)生的變化。為了盡量減小擾動對系統(tǒng)正常運行時的影響，擾動量采用逐漸增加或減少的方式，即一個周期讓擾動量從遞減到，接著的一個周期讓擾動量從遞增到，每隔3個周期進行一次這樣的擾動。加速擾動即：判斷頻率是否偏移的門限值的確定：若原頻率為50Hz，由擾動后的頻率改變：，考慮一定的余量，門限值?。?。5.5 - MATLAB仿真圖6-5 MATLAB仿真模型圖6-5中，綠色塊為孤島檢測模塊，主要采用MATLAB中的S-functi

36、on塊，按照圖6-4的程序流程圖用C語言編寫。5.5.1 - 仿真1：Inverter輸出功率：P=50kW，電網(wǎng)負載為并聯(lián)RLC模型： Qf=2.5，R=3.2, L=4.07mH, C=2490uF，電網(wǎng)頻率fo=50Hz。電網(wǎng)在0.1S處掉電，孤島檢測模塊從0.15S開始加入擾動，超出正常頻率范圍判斷條件為：f>51.5Hz或f<47.5Hz目的：觀察孤島檢測算法在電網(wǎng)負載參數(shù)與Inverter剛好匹配，Q值大于2情況下的孤島檢測能力。圖6-6圖6-6中信號自上而下分別為：孤島檢測指示信號（1表示未檢測到孤島，0表示檢測到了孤島）；Inverter輸出端電壓頻率f從圖6-6中

37、可看出，在0.10.15S之間，雖然電網(wǎng)已經(jīng)掉電，但由于負載與Inverter剛好匹配，所以頻率f幾乎無改變。在0.15S處加入擾動后，由于沒了電網(wǎng)的穩(wěn)定，頻率f明顯改變，進入加速擾動程序后，很快便檢出了孤島的存在。5.5.2 - 仿真2：電網(wǎng)負載為并聯(lián)RLC模型： Qf=2.5，R=3.2, L=4.07mH, C=2490uF，電網(wǎng)頻率fo=50Hz。孤島檢測模塊從0.15S開始加入擾動，電網(wǎng)頻率在0.2S處從47.6Hz跳變到51.4Hz。目的：觀察在電網(wǎng)頻率波動的情況下，由于加入擾動而產(chǎn)生的影響。圖6-7從圖6-7看出，在電網(wǎng)頻率出現(xiàn)一個較大的階躍跳變時，檢測頻率f出現(xiàn)的超調(diào)導(dǎo)致了誤判

38、認為是超出了規(guī)定頻率范圍。針對這個情況可以通過判斷持續(xù)超出頻率范圍的時間來確認是否真的超出范圍，由仿真圖6-7得：如果51.5Hz<f<51.7持續(xù)時間大于0.01S，或在0.01S內(nèi)頻率大于51.7Hz的，都認為是超出了頻率范圍。圖6-8 Inverter a相電壓電流波形（黃色電壓、紅色電流）圖6-9 電壓、電流過零點局部放大由圖6-8、6-9可見，逆變器輸出電壓、電流相位基本保持一致，通過圖6-9看出，電壓、電流相位差約0.1mS，即。孤島檢測方法并沒有因電網(wǎng)波動而對電網(wǎng)造成很大的影響。5.5.3 - 仿真3：電網(wǎng)負載為純電阻模型： R=3.2，電網(wǎng)頻率fo=50Hz。孤島檢

39、測模塊從0.15S開始加入擾動。目的：觀察在電網(wǎng)正常工作的情況下，由于加入擾動而產(chǎn)生的諧波量。圖6-10從圖6-10中可看出，沒加擾動時，Inverter輸出電流，加入擾動后產(chǎn)生的THD均小于2%，滿足的小于3%規(guī)定。5.6 - 多機并網(wǎng)情況下孤島檢測考慮多機并網(wǎng)運行的情況，必須統(tǒng)一擾動的偏移方向，否則會可能出現(xiàn)擾動相互抵消的局面，造成擾動失敗，檢測不出孤島的存在。前面所用的加速偏移擾動公式：，因為都是參考了與電網(wǎng)連接點處的頻率，所以這個擾動的偏移方向是統(tǒng)一的，這里需要統(tǒng)一的是進行孤島預(yù)判斷時所采用的小擾動。由擾動由于逆變器abc三相輸出與電網(wǎng)ABC三相是一一對應(yīng)連接，那么所有并網(wǎng)的逆變器都以

40、電網(wǎng)的A相電壓作為參考進行統(tǒng)一擾動，則進行孤島預(yù)判斷的小擾動統(tǒng)一為：式中，是由PLL鎖相而來的dq變換坐標(biāo)系參考信號，它與電網(wǎng)A相正序電壓是同頻同相。孤島預(yù)判斷的擾動采用不間斷方式進行，這樣一來，擾動量成正弦變化，由此產(chǎn)生的THD相對較小。孤島預(yù)判斷成立的條件為：連續(xù)三個與擾動方向一致（即在波峰、波谷檢測超過設(shè)定的門限值），則換用加速擾動公式進行擾動。 之所以先采用小擾動進行預(yù)判斷再采用加速頻率偏移擾動的目的主要是：盡量減小擾動對電網(wǎng)的影響，同時又避免誤判。則孤島檢測的程序流程圖如下所示：頻率、電壓是否已超出范圍是頻率、電壓是否已超出范圍斷開電網(wǎng)、停止逆變輸出是否否開始頻率是否連續(xù)三個半周期都

41、按照擾動方向偏移啟用加速擾動擾動過程中頻率是否變化是是否否加大擾動頻率是否變化否不間斷小擾動圖 51 檢測流程圖 52 雙機并網(wǎng)孤島檢測MATLAB仿真5.6.1 - 雙機仿真1：Inverter輸出功率：P=50kW，電網(wǎng)負載為并聯(lián)RLC模型： Qf=1.25，R=1.6, L=4.07mH, C=2490uF，電網(wǎng)頻率fo=50Hz。Inverter1孤島檢測模塊從0.15S開始加入擾動，Inverter2孤島檢測模塊從0.13S開始加入擾動，電網(wǎng)在0.2S處掉電，超出正常頻率范圍判斷條件為：f>51.5Hz或f<47.5Hz目的：觀察孤島檢測算法在電網(wǎng)負載參數(shù)與Inverte

42、r剛好匹配情況下兩機并網(wǎng)時的孤島檢測能力。圖 53 Inverter1 頻率變化量（角頻率）與擾動量圖 54Inverter1孤島檢測指示信號（1未檢測到孤島，0檢測到孤島）與檢測頻率圖 55Inverter2 頻率變化量（角頻率）與擾動量圖 56Inverter2孤島檢測指示信號（1未檢測到孤島，0檢測到孤島）與檢測頻率圖 57 Inverter2 THD從以上仿真可看出，雖然兩臺機器并網(wǎng)的時間不一樣，但都參考了a相電壓作擾動，所以擾動方向是一致的，不會發(fā)生相互抵消的情況。同時由于孤島預(yù)判斷進行的擾動是正弦變化，所以由擾動產(chǎn)生的諧波并不大。5.6.2 - 雙機仿真2：Inverter輸出功率

43、：P=50kW，電網(wǎng)負載為并聯(lián)RLC模型： Qf=1.25，R=1.6, L=4.07mH, C=2490uF，電網(wǎng)頻率fo=50Hz。Inverter1孤島檢測模塊從0.15S開始加入擾動，Inverter2孤島檢測模塊從0.13S開始加入擾動，電網(wǎng)0.15S0.3S之間加入諧波，電網(wǎng)在0.25S處掉電，超出正常頻率范圍判斷條件為：f>51.5Hz或f<47.5Hz目的：觀察孤島檢測算法在電網(wǎng)有較大諧波存在、電網(wǎng)負載參數(shù)與Inverter剛好匹配情況下兩機并網(wǎng)時的孤島檢測能力以及擾動對電網(wǎng)的影響。圖 58 Inverter2 a相電壓電流波形（黃色電壓、紅色電流）圖 59 Inv

44、erter2 THD由此仿真可知，擾動主要參考來自PLL，對來自諧波的干擾并不敏感，沒有造成孤島誤判。5.6.3 - 雙機仿真3：Inverter輸出功率：P=50kW，電網(wǎng)負載為并聯(lián)RLC模型： Qf=1.25，R=1.6, L=4.07mH, C=2490uF，電網(wǎng)頻率fo=50Hz。Inverter1孤島檢測模塊從0.14S開始加入擾動，Inverter2孤島檢測模塊從0.13S開始加入擾動，電網(wǎng)0.16S0.3S之間加入諧波，電網(wǎng)在0.25S處掉電，超出正常頻率范圍判斷條件為：f>51.5Hz或f<47.5Hz目的：觀察孤島檢測算法在電網(wǎng)有較大諧波存在、電網(wǎng)負載參數(shù)與Inv

45、erter剛好匹配情況下兩機并網(wǎng)時的孤島檢測能力以及擾動對電網(wǎng)的影響。圖 510 Inverter1 頻率變化量（角頻率）與擾動量圖 511Inverter1孤島檢測指示信號（1未檢測到孤島，0檢測到孤島）與檢測頻率6 - MPPT設(shè)計6.1 - MPPT的功能外界的環(huán)境因素(光照、溫度)，通常是不斷變化的和無法人為去改變的，光伏陣列的輸出特性也隨之變化，為了實現(xiàn)光伏發(fā)電系統(tǒng)的功率輸出最大化，需要對光伏電池的輸出最大功率點進行跟蹤。目前實現(xiàn)最大功率點跟蹤的方法很多，如恒定電壓法，擾動觀察法，增量導(dǎo)納法等?；谖夜厩捌趯PPT算法的研究分析的結(jié)論，這里采用擾動觀察法來實現(xiàn)最大功率點跟蹤。6.

46、2 - 擾動觀察法通過對PV陣列輸出電壓施加擾動，并檢測其后的功率變化方向，來決定下一步的控制信號。主要思路流程圖如圖 71所示：圖 61優(yōu)點：可靠性較高；算法簡單，容易實現(xiàn)；對傳感器精度要求不高。缺點：只能在MPP附近振蕩運行，導(dǎo)致一定功率損失；跟蹤步長對跟蹤精度和響應(yīng)速度無法兼顧；在特定的情況下會判斷錯誤。6.3 - 改進的擾動觀察法改進后變步長擾動觀察法程序流程圖：圖 62采用變步長的思路主要為：當(dāng)同一步長連續(xù)三次引起功率變化量大d_P超出設(shè)定的功率PSet，則步長變?yōu)樵瓉淼?倍；當(dāng)功率變化量d_P由大于PSet變?yōu)樾∮赑Set時，則把步長變?yōu)樵瓉淼?/2倍；當(dāng)abs(d_P)<P

47、Set時，只要d_P>0，則采用最小步長VstepMin（或-VstepMin）進行微調(diào)，直到d_P<0，則停止改變pv參考電壓Vref，即Vstep=0。當(dāng)Vstep=0時，即電池穩(wěn)定于認為的最大功率點處，但光照有可能是在緩慢變化且_P小于設(shè)定的門限abs(d_P)<PSet，此時，最大功率點已漂移，為了能跟蹤變化，所以通過Sum_P=Sum_P+d_P來累積功率變化量，一旦累積超過設(shè)定值PSet，則進行微調(diào)。6.4 - MPPT 放在BOOST前面MATLAB仿真：采用上述擾動觀察法進行MPPT仿真，MPPT 放在BOOST前面，控制PV電壓。PSet=P/2500，VstepMin=1V6.4.1 - 仿真1：光照度R=1000，溫度T=25，電池板并聯(lián)數(shù)N=23，串聯(lián)數(shù)M=29，當(dāng)PV參考電壓從400以1V為步長增加到600V，仿真波形如圖 73；最大功率點局部放大得仿真波形如圖 74：圖 63圖 64圖中信號分別為：功率/100（黃色），PV端實際電壓（藍色），PV參考電壓（紫色）。由于PV電壓和PV參考電壓基本重合，所以圖中看起來只有PV端實際電壓。從圖1、圖2中可看出，在前面所說條件下，PV的最大功率點位于PV電壓約502V處