大功率通信電源開關(guān)設(shè)計與仿真(共20頁)

1、精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上目錄一 國內(nèi)外開關(guān)電源的發(fā)展現(xiàn)狀二 控制策略和控制電路設(shè)計三 穩(wěn)態(tài)分析四 參數(shù)設(shè)計及元器件的選擇五 仿真結(jié)果七遇到的問題及解決方案1、 國內(nèi)外開關(guān)電源的發(fā)展現(xiàn)狀現(xiàn)代社會各個方面都離不開現(xiàn)代化的通信。而任何一種現(xiàn)代通信設(shè)備如程控交換機、光通信、無線通信等，一刻都離不開電。通信電源是確保通信系統(tǒng)正常運行的關(guān)鍵設(shè)備，是整個電信網(wǎng)的“心臟”。通信電源是整個電信網(wǎng)的重要組成部分，電源設(shè)備質(zhì)量的優(yōu)劣，決定著整個電信網(wǎng)能否安全穩(wěn)定的運行。通信電源分為一次電源和二次電源兩大類。一次電源將交流電轉(zhuǎn)換成穩(wěn)定的直流電接入通信設(shè)備；而二次電源一般位于通信設(shè)備內(nèi)部，將一次電源的直流電轉(zhuǎn)換成多種

2、電壓值的穩(wěn)定直流電以供通信設(shè)備內(nèi)部各部分使用。自20世紀50年代美國宇航局以小型化、重量輕為目標為搭載火箭開發(fā)開關(guān)電源以來，在近半個多世紀的發(fā)展過程中，開關(guān)電源因具有體積小、重量輕、效率高、發(fā)熱量低、性能穩(wěn)定等優(yōu)點而逐漸取代傳統(tǒng)技術(shù)制造的連續(xù)工作電源，并廣泛應(yīng)用于電子整機與設(shè)備中。20世紀80年代，計算機全面實現(xiàn)了開關(guān)電源化，率先完成計算機的電源換代。20世紀90年代，開關(guān)電源在電子、電氣設(shè)備、家電領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用，開關(guān)電源技術(shù)進入快速發(fā)展時期。開關(guān)型穩(wěn)壓電源采用功率半導(dǎo)體器件作為開關(guān)，通過控制開關(guān)的占空比調(diào)整輸出電壓。由于功率器件的發(fā)展與應(yīng)用，使得開關(guān)電源功耗小、效率高、重量輕、體積小的

3、優(yōu)點。另外，由于功耗小，機內(nèi)溫升低，提高了整機的穩(wěn)定性和可靠性。隨著開關(guān)電源的發(fā)展，它的高頻化成為電源技術(shù)發(fā)展的創(chuàng)新技術(shù)，高頻化帶來的效益是使開關(guān)電源裝置空前地小型化，并使開關(guān)電源進入更廣泛的領(lǐng)域，特別是在高新技術(shù)領(lǐng)域的應(yīng)用，推動了高新技術(shù)產(chǎn)品的小型化、輕便化，另外開關(guān)電源的發(fā)展與應(yīng)用在節(jié)約資源及保護環(huán)境方面都具有深遠的意義。21世紀開關(guān)電源的技術(shù)追求和發(fā)展趨勢可以概括為以下四個方面。小型化、薄型化、輕量化、高頻化。高可靠性。低噪聲。采用計算機輔助和控制。1.1 國外開關(guān)電源的發(fā)展現(xiàn)狀自20世紀90年代以來，隨著通信用開關(guān)電源技術(shù)的廣泛應(yīng)用和不斷深入，許多新的領(lǐng)域和新的要求對開關(guān)電源提出了更新

4、更高的挑戰(zhàn)。開關(guān)電源的輸入要求變得更嚴格了；輸出則派生出許多特殊的應(yīng)用領(lǐng)域，研制和開發(fā)的難度變得更大了。正是由于外界的這些要求推動了兩個開關(guān)電源的分支技術(shù)一直成為當今電力電子的研究課題，即有源功率因數(shù)校正技術(shù)和低壓大電流高功率DC/DC變換技術(shù)。另外由于技術(shù)性能和要求的提高使得許多相關(guān)技術(shù)課題的研究，例如EMI技術(shù)、PCB Layout問題、熱理論的分析、集成磁技術(shù)、新型電容技術(shù)、新型功率器件技術(shù)、新型控制以及結(jié)構(gòu)和工藝等正在迅速增加。對于開關(guān)電源電路器件諸如半導(dǎo)體器件、新型變壓器、超容電容器的發(fā)展，歐美國家一直都處于世界領(lǐng)先水平。例如美國的麥克韋爾公司開發(fā)生產(chǎn)的具有廣泛使用范圍的超容電容器單

5、元和組件，單元容量小到10F，大到2700F，可以方便地串聯(lián)組合成高壓組件或并聯(lián)組合成高能量存儲組件，一直保持著超容電容器技術(shù)的世界領(lǐng)先地位。開關(guān)電源的發(fā)展方向是模塊化、集成化和智能化。近幾年來具有各種控制功能的專用芯片發(fā)展很迅速，如功率因數(shù)校正（PFC）電路用的控制芯片，軟開關(guān)控制用的ZVS、ZCS芯片，移相全橋用的ZCT、PWM專用控制芯片，并聯(lián)均流控制芯片以及電流反饋控制芯片等。功率半導(dǎo)體器件則有功率集成電路（Power IC）和IPM。IPM以IGBT作為功率開關(guān)，將控制、驅(qū)動、保護、檢測電路一起封裝在一個模塊內(nèi)。由于外部接線、焊點減少，可靠性顯著提高。集成化、模塊化使電源產(chǎn)品體積更小

6、、可靠性更高，給應(yīng)用帶來極大方便。低壓大電流高功率DC/DC變換技術(shù)，已從前些年的3.3V降至現(xiàn)在的1.0V左右，電流目前已可達到幾十安至幾百安。同時，電源的輸出指標，如紋波、精度、效率、欠沖、過沖等技術(shù)指標也得到進一步的提高。隨著開關(guān)電源性能的提高，實際工作中人們對開關(guān)電源的要求也愈來愈高，提出了應(yīng)用技術(shù)的高頻化、硬件結(jié)構(gòu)的模塊化、軟件控制的數(shù)字化、產(chǎn)品性能的綠色化等新型概念，新一代電源的技術(shù)含量大大提高，使之更加可靠、穩(wěn)定、高效、小型、安全。在高頻化方面，為提高開關(guān)頻率并克服一般的PWM和準諧振、多諧振變換器的缺點，又開發(fā)了相移脈寬調(diào)制零電壓開關(guān)（PS PWM ZVS，Phase Shif

7、t Pulse Width Modulation Zero Voltage Switch）（零電流）諧振變換器，這種電路克服了 PWM 方式硬開關(guān)造成的較大的開關(guān)損耗的缺點，又實現(xiàn)了恒頻工作，克服了準諧振和多諧振變換器工作頻率變化及電壓、電流幅度大的缺點。采用這種工作原理，大大減小了開關(guān)管的損耗，不但提高了效率也提高了工作頻率，減小了體積，更重要的是降低了變換電路對分布參數(shù)的敏感性，拓寬了開關(guān)器件的安全工作區(qū)，在一定程度上降低了對器件的要求，從而顯著提高了開關(guān)電源的可靠性。目前，美國、挪威、新西蘭、英國、法國等不少國家已經(jīng)采用VMOS， IGBT研制出工作頻率為 1MHz，效率達93，可靠性顯

8、著提高的DC/DC變換器用于通信電源。在發(fā)達國家中，目前通信電源都實現(xiàn)了集中監(jiān)控。監(jiān)控由監(jiān)控模塊（置于電源機架內(nèi)）的RS232 接口PC計算機和相應(yīng)的軟件完成。監(jiān)控模塊可實時監(jiān)測電源各部分的電壓、電流等參數(shù)，PC計算機可定時巡檢各臺電源的運行參數(shù)，并能執(zhí)行開關(guān)和控制，實現(xiàn)了遙測、遙控、遙信、遙調(diào)四遙功能，使程控機房實現(xiàn)了無人值守。1.2 國內(nèi)開關(guān)電源的發(fā)展現(xiàn)狀國內(nèi)開關(guān)電源技術(shù)的發(fā)展，基本上起源于20世紀70年代末和80年代初。當時引進的開關(guān)電源技術(shù)在一些高等院校和科研院所停留在試驗開發(fā)和教學(xué)階段。20世紀80年代中期開關(guān)電源產(chǎn)品開始推廣和應(yīng)用，該時期開關(guān)電源的特點是采用20KHz，PWM調(diào)制技

9、術(shù)，效率可達65%70%。經(jīng)過20多年的不斷發(fā)展，開關(guān)電源技術(shù)有了重大進步和突破。新型功率器件的開發(fā)促進了開關(guān)電源的高頻化，功率MOSFET和IGBT可使中小型開關(guān)電源工作頻率達到400KHz，（AC/DC）或1MHz（DC/DC）；軟開關(guān)技術(shù)使高頻開關(guān)電源的實現(xiàn)有了可能，不僅減少了電源的體積和重量，而且提高了電源的效率，國產(chǎn)6kW通信開關(guān)電源，采用軟開關(guān)技術(shù)，效率可達93%；控制技術(shù)的發(fā)展以及專用控制芯片的生產(chǎn)，不僅使電源電路大幅簡化，而且使開關(guān)電源的動態(tài)性能和可靠性大大提高；有源功率因數(shù)校正技術(shù)（APFC）的開發(fā)，提高了AC/DC開關(guān)電源的功率因數(shù)，既治理了電網(wǎng)的諧波污染，同時又提高了開關(guān)

10、電源的整體效率。最近幾年來，為了提高開關(guān)電源的可靠性，進一步提高轉(zhuǎn)換效率，提高工作頻率，減小體積，并降低電磁干擾，在吸收國外最新進展的基礎(chǔ)上，開始了準諧振、多諧振開關(guān)變換器和相移脈寬調(diào)制零電壓（零電流）諧振變換器的研究實驗工作。尤其是由于后者具有較多的優(yōu)點，受到了大家的重視，投入了較多的研究力量，取得了一些進展，提高了效率、可靠性，降低了電磁干擾，并已有少量應(yīng)用，但總的來說仍處于研究探索階段。在遠程集中監(jiān)控方面，有些地方已采取鄉(xiāng)支局電源監(jiān)控模塊（含單片機） 調(diào)制解調(diào)器（Modem）電話線調(diào)制解調(diào)器縣電信局PC計算機的方案實現(xiàn)了支局電源的遠程集中監(jiān)控和鄉(xiāng)支局機房的無人值守。從整體性能看，我國通信

11、電源設(shè)備與國外同類產(chǎn)品相比存在一定的差距。主要差距在工作的可靠性、穩(wěn)定性和技術(shù)性能等方面。因此，組織力量研制開發(fā)具有自主知識產(chǎn)權(quán)、技術(shù)含量高的新一代通信電源，對振興民族工業(yè)，提高產(chǎn)品的質(zhì)量和市場競爭力，提高開發(fā)隊伍的研究水平都具有重要意義，同時，也會帶來顯著經(jīng)濟和社會效益。2、研究內(nèi)容及方案的確定鑒于開關(guān)電源在現(xiàn)代社會中的廣泛應(yīng)用，尤其是大功率開關(guān)電源在通信系統(tǒng)中的重要地位，本小組根據(jù)課程設(shè)計要求，通過查閱資料以及對相關(guān)內(nèi)容的分析，確定48V/62.5A大功率通信開關(guān)電源的實現(xiàn)方案和各個部分電路的具體設(shè)計如下所述。2.1 總體思路及實現(xiàn)方案通常輸入的市電為220V交流電壓，而我們需要得到的是4

12、8V的直流輸出，因此需要先將輸入的交流電整流成幅值較高的直流電。然后把得到的直流電經(jīng)過全橋式功率變換器，變換器在PWM控制電路的控制下將直流電轉(zhuǎn)換成高頻交流方波，經(jīng)高頻變壓器隔離并傳輸?shù)酱渭?，然后通過高頻整流濾波電路將交流方波轉(zhuǎn)換成直流，再經(jīng)輸出濾波電路濾波后得到所需電壓穩(wěn)定的直流電。而在本設(shè)計中由于給出的已為530V直流輸入，所以我們的設(shè)計電路中不需要再考慮整流的情況，直接將直流輸入電壓經(jīng)過高頻全橋逆變電路，具體原理框圖如下圖1所示。圖1 具體原理框圖2.2 各個模塊的構(gòu)成高頻全橋逆變模塊現(xiàn)代的高頻逆變電路多采用全橋移相零電壓開關(guān)主電路，同時采用軟開關(guān)技術(shù)，因此可以實現(xiàn)大功率低損耗高頻逆變。

13、但是考慮到全橋移相電路的復(fù)雜性以及設(shè)計難度，本小組經(jīng)研究討論決定還是采用普通的全橋逆變電路，而高頻開關(guān)管采用功率開關(guān)管，以提高電源可靠性，高頻整流管采用肖特基二極管全波整流以提高電源的效率。高頻變壓器在高頻開關(guān)電源設(shè)計中，高頻變壓器的設(shè)計是一個關(guān)鍵因素，它不僅決定了電源的輸出能力，而且直接關(guān)系到電源設(shè)計的成敗。二極管全波整流選擇整流二極管首先要考慮流過二極管的電流。計算流過整流二極管的電流及其額定電壓，保留一定的裕量。輸出LC濾波輸出濾波器的設(shè)計主要圍繞輸出紋波指標來考慮。一般情況下，以在最壞的情況下計算的參數(shù)為依據(jù)來選擇濾波電容和濾波電感值。3、控制策略控制電路是開關(guān)電源的核心部分，如何合理

14、的設(shè)計控制電路是保證開關(guān)電源正常有效工作的前提。在現(xiàn)代的開關(guān)電源設(shè)計中常常用到PWM反饋控制電路，所謂PWM反饋控制電路，就是在開關(guān)電源中當輸入電壓發(fā)生波動、電源內(nèi)部元器件隨外部環(huán)境的變化其性能參數(shù)發(fā)生變化、外部負載發(fā)生變化或某些突發(fā)事件出現(xiàn)時，均會引起輸出電壓的變化。輸出電壓的變化經(jīng)采樣后與基準電壓相比較產(chǎn)生誤差信號，該誤差信號再經(jīng)放大，調(diào)節(jié)開關(guān)電路的控制脈沖的寬度，從而控制開關(guān)器件導(dǎo)通和截止的周期，從而達到穩(wěn)定輸出電壓。但是由于反饋控制電路設(shè)計較為復(fù)雜切時間倉促，小組成員在討論后決定采用占空比固定的方波來控制開關(guān)器件的開通與截止，而不采用控制效果更好的PWM反饋控制電路。具體的實現(xiàn)方案如下

15、：主電路及控制電路的設(shè)計如下圖2所示，開關(guān)管V1、V4組成一隊橋臂，V2、V3組成另一對橋臂，分別用兩個信號控制這兩組開關(guān)管實現(xiàn)PWM變換。在t0時刻前，假定開關(guān)管V1、V4導(dǎo)通，流過變壓器初級的電流Ip將功率和能量傳遞給負載。在t0時刻，V1、V4同時關(guān)斷，IP由于電感L1的存在，繼續(xù)流動，給開關(guān)管V1、V3、V4結(jié)電容充放電直到t1時刻能量耗盡，由于有二極管鉗位，開關(guān)管被加上正向電壓。t2時刻開關(guān)管V2、V3導(dǎo)通，IP反向流動，這樣即實現(xiàn)了PWM轉(zhuǎn)換。在開關(guān)管開通時開關(guān)兩端有電壓而開關(guān)中無電流流過，關(guān)斷時有電流而無電壓，即為軟開關(guān)技術(shù)。軟開關(guān)技術(shù)相對于硬開關(guān)具有功耗低的明顯優(yōu)勢。在本設(shè)計中

16、即用到了軟開關(guān)技術(shù)。設(shè)計時要求開關(guān)切換前電流為0，所以要留足夠的時間消耗IP的能量，因此在兩組開關(guān)切換的時間上要有一定的控制。圖2 主電路及控制電路4、穩(wěn)態(tài)分析5、參數(shù)設(shè)計及元器件的選擇開關(guān)電源的設(shè)計要求：設(shè)計要求為輸入電壓Vin=530V DC；輸出電壓Vo=48V；輸出電流：Io=62.5A；開關(guān)頻率Fs=50KHz。5.1 功率開關(guān)管 V1-V4的選擇 如何選擇到性能和參數(shù)合適的主開關(guān)與控制電路直接影響到變換的效果和性能。在全橋脈寬調(diào)制型變換器中，功率開關(guān)管承受的穩(wěn)態(tài)電壓為輸入的直流電壓。但由于高頻變壓器的漏感和換向電感以及集電極電路中引線電感的影響，在功率開關(guān)管關(guān)斷時會產(chǎn)生反向尖峰電壓

17、，在采用軟開關(guān)技術(shù)后，一般可將反向尖峰電壓限制在穩(wěn)態(tài)值的20%以內(nèi)。另外，考慮到交流電網(wǎng)波動+20%的影響，開關(guān)管承受的電壓應(yīng)為：530×120%×0.9×120%=686.88V。考慮到現(xiàn)有器件的情況，在實際應(yīng)用時，只用到開關(guān)管額定電壓的90%，這樣： VDS=686.88V/0.9=763.2V考慮到交流整流濾波電感可能造成的電壓尖峰，功率管的耐壓應(yīng)留有一定的余地，因此，開關(guān)功率管的耐壓VDS應(yīng)不小于800V。設(shè)高頻開關(guān)整流模塊的效率90%，則輸入功率為：Pin=3333W在電網(wǎng)電壓波動-10%時，輸入全橋變換器的直流電壓 Vi為： Vi=530V×

18、（1-10%）×0.9=429.3V假設(shè)脈沖占空比最大為D= 0.6，效率為80%，則脈沖電流幅度為： ID=PinVi×1D×80%=.3×160%×80%10.35A考慮到高頻變壓器次級側(cè)整流二極管反向恢復(fù)時間的影響及容性負載引起的開關(guān)管開啟時產(chǎn)生的電流尖峰，應(yīng)取ID12A。 除場效應(yīng)管的漏源額定電壓及額定脈沖電流ID兩個主要參數(shù)外，還應(yīng)考慮場效應(yīng)管應(yīng)具有較低的導(dǎo)通電阻，較大的安全工作區(qū)等。綜合以上考慮后，我們選擇的開關(guān)管應(yīng)該滿足：耐壓值800V,漏極電流12A。5.2 整流橋二極管D1-D4 考慮交流網(wǎng)波動20%，其上限值取530V

19、15;（1+20%）=636V，其幅值電壓可達636×1.414899.3V。由于整流橋中的二極管在承受反向電壓時由兩只二極管串聯(lián)承擔(dān)，因此，選取耐壓為450V、電流為20A的整流橋完全可保證安全工作。5.3 高頻變壓器 變壓器的最主要作用是傳輸能量和電氣隔離，電氣隔離性能應(yīng)符合電氣安全規(guī)則的要求。已知輸出功率選擇變壓器鐵芯時，可根據(jù)下列數(shù)學(xué)公式計算。變壓器的基本磁學(xué)關(guān)系式為：E=N1AedBdt×10-8 式（1-1） 式中E為繞組上的瞬時電壓（V），N1為該繞組的匝數(shù)，Ae為鐵芯截面積（cm2）， dB/dt 為磁通密度瞬時變化率（高斯/秒）。根據(jù)上式，在 T/2 時間

20、內(nèi)鐵芯磁通密度變化B 為： B=108N1Ae0t2edt 式（1-2）在全橋變換器中，在V1和V4導(dǎo)通時，edt具有一個正值伏秒面積，為正值增量。在下一個半周V2和V3通時，則繞組的極性反向，edt為負值伏秒面積，為負值增量，與上一半周中的正值增量數(shù)值相等，方向相反。在全橋變換器中，當開關(guān)管（假設(shè)為MOS管）達到飽和時，其壓降VDSS為2-3V， 故繞組上的電壓約為 Vi-2VDSS，因此，由可得： B=108N1Ae0T2edt=(Vi-2VDSS)T2N1Ae×108=2Bmax 式（1-3）式中 Bmax為對零值磁通密度軸的磁通密度最大偏差值，因而： Ae=Vi-2VDSST

21、4N1Bmax×108=(Vi-2VDSS)4fN1Bmax×108 式（1-4） 由式（1-4）可得：N1=(Vi-2VDSS)4fAeBmax×108 式（1-5）式中Ae為鐵芯截面積（cm2），T為工作周期，f為工作頻率，N1為初級匝數(shù)，Bmax為磁通密度振幅值，Vi為電源電壓（V）。設(shè)AW為給定鐵芯的窗口可繞總面積，AWZ為全部繞組占用窗口的總面積KW=AWZ/AW為繞組占空系數(shù)。通常應(yīng)使KW的值盡可能接近1，以使繞組盡可能多的填滿窗口。一般占空系數(shù)KW值約為0.75。令A(yù)X為初級繞組所占窗口實際的面積，一般次級繞組所占窗口面積與初級繞組相同，即AX=0.

22、5AWZ，因而：AX=0.5AWZ=0.5×KW×AW=0.5×0.75×AW=0.375AW 式（1-6）設(shè)AT為初級線圈每匝所占的窗口面積（厘米），IP為初級電流峰值（安），d為初級繞組導(dǎo)線中的峰值電流密度（安/厘米2 ）為IP/AT，N1為初級線圈匝數(shù)， 那么： AW=AX0.375=N1AT0.375=N1IP0.375d=2.67N1IPd 式（1-7）式（14）和（17）相乘得到： AeAW=Vi-2VDSS4fN1Bmax×108×2.67N1IPd0.667×108fdBmaxP1 式（1-8）式中，P1為輸

23、入初級繞組的功率（W），f為工作頻率（Hz），Bmax為工作磁通密度振幅值（GS），Ae為磁芯截面積（cm2），AW為磁芯窗口面積（cm2），d為初級線圈的電流密度(A/cm2)。設(shè)變壓器、開關(guān)管和整流濾波部分的效率為80%，則P1=PO/80%=3000/0.8=3750W。工作頻率f為 50KHz。由于頻率較高，會引起較大磁損耗，將工作磁通密度振幅值選為較低值1000GS，這樣既能降低磁損，也可避免當出現(xiàn)電流尖峰時造成磁芯飽和。考慮到高頻率引起的趨膚效應(yīng)的影響，將 d選為 1A/cm2。根據(jù)以上設(shè)定，由式（1-8）可得： AeAW0.667×108fdBmaxP1=50.025c

24、m4 式（1-9）因此，在選擇變壓器磁芯的時候，可以讓Ae=10cm2，AW=6cm2。在確定初級線圈匝數(shù)時，為避免磁芯飽和，應(yīng)選輸入電壓的最大值。根據(jù)式（1-9），初級線圈 N1為： N1=(Vimax-2VDSS)4fAeBmax×108=（530-2×3）×1084×50×103×10×1000=26 式（1-10）在確定次級繞組時，應(yīng)考慮最大占空比D和高頻整流管壓降Vd及濾波電感的壓降，并選取Vi的最小值，次級一半繞組輸出的脈沖電壓幅值U2m應(yīng)為： U2m=48+2+0.3d=50.30.862.875V 式（1-1

25、1）次級繞組一半的匝數(shù)N2由下式給出： N1=N1×U2mUi×80%-2VDSS=26×62.×80%-2×34 式（1-12）綜上所述，在實際選擇選擇變壓器時應(yīng)當考慮變壓器的磁芯、磁導(dǎo)率、變比、繞線形式及繞線材料等各方面的因素，確保變換的性能和效果。5.4 換流電感的選擇假設(shè)允許產(chǎn)生10%的電壓降落，則輸入電壓的最小值為：VinMIN=530*（1-10%）V=477V DC，考慮二極管的開通與截止電壓：VON=VOFF=1V。那么：Vin-VON=（530-1）V=529VVo+VOFF=（48+1）V=49V負載電阻為：Ro=Vo/Io

26、=48/62.5=0.768占空比為0.5根據(jù)公式：（Vin-VON）*D*T-N1/N2*（Vo+VOFF）*（1-D）*T=0，即529*0.5=N1/N2*49*0.5解得變壓器的變比為：N1/N2=10.811二極管的耐壓值為：VR=N2/N1*（Vin-VON）+Vo=48+48=96V，最大電流值為：IFMAX=0.5IoMAX=31.25A功率開關(guān)承受的最大電壓值：VSW.MAX=Vin+N1/N2*（Vo+VOFF）=530+11*49=1069V。當輸入電壓為最小電壓即VinMIN=530*（1-10%）V=477V DC時，假設(shè)占空比為D，則根據(jù)公式：（VinMIN-VON

27、）*D*T-N1/N2*（Vo+VOFF）*（1-D）*T=0，即476*D=11*49*（1-D），解得占空比為：D=0.53，所以占空比的范圍是0.50.53。假設(shè)最大紋波電壓為輸出電壓的1%，VPP=0.48V，則輸出紋波電流為ILP=VPP/Ro=0.48/0.768=0.625A，則映射到原邊為ILP=ILP*N1/N2=0.625*11=6.875A。由于開關(guān)頻率為FS=50KHz，所以開關(guān)周期為：T=1/50K=（2*10e-5）S。由上述可以算出電感的大小：LM>（Vin-VON）*DMAX*T/ILP=529*0.53*（2*10e-5）/6.875=0.816mH。占

28、空比為0.1算法同上，可得：變比：N1/N2=1.2二極管耐壓值：VR=489V，最大電流值為：IFMAX=0.5IoMAX=31.25A功率開關(guān)承受的最大電壓值：VSW.MAX=589V最大占空比為：DMAX=0.11原邊的紋波電流：ILP=0.75A電感：LM=1.55mH占空比為0.9算法同上，可得：變比：N1/N2=97二極管耐壓值：VR=54V，最大電流值為：IFMAX=0.5IoMAX=31.25A功率開關(guān)承受的最大電壓值：VSW.MAX=5283V最大占空比為：DMAX=0.91原邊的紋波電流：ILP=60.625A電感：LM=0.159mH變壓器原邊的L為換向電感有助于右支路無損耗轉(zhuǎn)換，同時還能減少整流二極管存儲電荷引起的折射到初級的反向峰值電流。按照理論計算所得的值進行電路參數(shù)的選擇和波形的仿真，我們發(fā)現(xiàn)很難得到滿意的結(jié)果，于是通過幾次的調(diào)整和嘗試，最后確定換流電感的值為10H如電路中所取。5.5 高頻整流二極管的選型研究按照上面的計算，結(jié)合我們的設(shè)計電路（占空比為0.1），可以確定整流二極管的耐壓值為：VR=489V，最大電流值為：IFMAX=0.5IoMAX=62.5×0.5=31.25A5.6 濾波電感的設(shè)計和濾波電容的選型研究在變壓