第四章 高頻功率放大器

1、第四章、高頻功率第四章、高頻功率放大器與功率放大器與功率合成技術(shù)合成技術(shù)主要內(nèi)容：丙類諧振功放的特點(diǎn) 丙類諧振功放的工作原理 丙類諧振功放的性能分析折線近似方法 v 丙類諧振功放的動態(tài)特性和負(fù)載特性。v 丙類諧振功放的直流饋電線路。v 丙類諧振功放的級間匹配問題(匹配網(wǎng)絡(luò))丁類高頻功率放大電路簡介 寬帶高頻功率放大器簡介4.1概述概述v一、作用與應(yīng)用：v作用作用: 高頻功率放大器的作用實(shí)際上是把電源的直流能量轉(zhuǎn)換成高頻交流能量。v應(yīng)用應(yīng)用：發(fā)射機(jī)發(fā)射無線電波v 高頻加熱、高頻換流、微波功率源 v二、高頻功放的特點(diǎn)：v特點(diǎn)特點(diǎn): 高頻、大功率、高效率，電路屬非線性 三、與低頻功放、小信號諧振放大

2、器比較v1.與低頻功放相比較：v相同點(diǎn)：v都要求輸出功率大和效率高v激勵信號幅度均為大信號v不同點(diǎn)：v工作頻率和相對頻帶不同v負(fù)載性質(zhì)不同v工作狀態(tài)不同表- 不同工作狀態(tài)時放大器的特點(diǎn) 工作狀態(tài) 半導(dǎo)通角 理想效率 負(fù) 載 應(yīng) 用 甲類 qc=180 50% 電阻 低頻 乙類 qc=90 78.5% 推挽，回路 低頻，高頻 甲乙類 90qc180 50%h78.5% 推挽 低頻 丙類 qc90 h78.5% 選頻回路 高頻 丁類 開關(guān)狀態(tài) 90%100% 選頻回路 高頻 2.與小信號諧振放大器比較v相同點(diǎn)：v放大的信號均為高頻信號v放大器的負(fù)載均為諧振回路v不同點(diǎn)：v激勵信號幅度大小不同v諧振

3、網(wǎng)絡(luò)的作用不同v工作狀態(tài)不同icQebtooicticebtooictVBZ小信號諧振放大器小信號諧振放大器波形圖波形圖諧振功率放大器諧振功率放大器波形圖波形圖四、高頻功放的分析方法v圖解法：利用電子器件的特性曲線來分析它的工作狀態(tài)v解析近似分析法：把電子器件的特性曲線用某些近似解析式來表示最常用的是折線法五、高頻功放中用作放大的有源期間v晶體管：千瓦級以下v電子管：千瓦級以上六、高頻功放管的主要技術(shù)指標(biāo)v輸出功率大v效率高v諧波分量盡量小4.2諧振功率放大器分析諧振功率放大器分析 v4.2.1 諧振功率放大器的工作原理：v一、獲得高效率所需要的條件：v能量轉(zhuǎn)換效率：v或?qū)懗桑篶PPPcPPP

4、PPhcPPhh1由上式可以得出以下兩點(diǎn)結(jié)論：由上式可以得出以下兩點(diǎn)結(jié)論：1) 1) 設(shè)法盡量降低集電極耗散功率設(shè)法盡量降低集電極耗散功率P Pc c，則集電極效率，則集電極效率h hc c自然自然 會提高。這樣，在給定會提高。這樣，在給定P PDCDC時，晶體管的交流輸出功率時，晶體管的交流輸出功率P Po o 就會增大；就會增大；2 2） 由式由式cccoP1Phh可知可知 如果維持晶體管的集電極耗散功率如果維持晶體管的集電極耗散功率P Pc c不超過規(guī)定值，那不超過規(guī)定值，那么提高集電極效率么提高集電極效率h hc c，將使交流輸出功率，將使交流輸出功率P Po o大為增加。諧振大為增加

5、。諧振功率放大器就是從這方面入手，來提高輸出功率與效率的。功率放大器就是從這方面入手，來提高輸出功率與效率的。如何減小集電極耗散功率如何減小集電極耗散功率P Pc c晶體管集電極平均耗散功率：晶體管集電極平均耗散功率：dteT1T0cci 可見使可見使i ic c在在e ec c最低的時候才能通過，那么，集電極耗散最低的時候才能通過，那么，集電極耗散功率自然會大為減小。功率自然會大為減小。 故：要想獲得高的集電極效率，諧振功率放大器的故：要想獲得高的集電極效率，諧振功率放大器的集電極電流應(yīng)該是脈沖狀。導(dǎo)通角小于集電極電流應(yīng)該是脈沖狀。導(dǎo)通角小于180180 ，處于丙類，處于丙類工作狀態(tài)。工作狀

6、態(tài)。諧振功率放大器的原理電路電路說明：晶體管的作用是在將供電電源的直流能量轉(zhuǎn)變?yōu)榻涣髂芰康倪^程中起開關(guān)控制作用。三極管V在工作時應(yīng)處于丙類工作狀態(tài)，只有小部分時間導(dǎo)通。LC諧振回路起到濾波和匹配作用?；鶚O電源VBB應(yīng)小于死區(qū)電壓以保證晶體管工作于丙類狀態(tài)，一般VBB略小于0。集電極電壓VCC是功率放大器的能量來源。三種工作狀態(tài)：半導(dǎo)通角 ，為甲類工作狀態(tài)半導(dǎo)通角 ，為乙類工作狀態(tài)半導(dǎo)通角 ，為丙類工作狀態(tài)0180q090q090q+vbiB+VBB+VCC+ecC+vcL輸出iEiceb諧振功率放大器的基本電路諧振功率放大器的基本電路二、電路性能的分析v1、采用的分析方法準(zhǔn)線性的折線近似分析法

7、：v將電子器件特性曲線理想化，即將每一條特性曲線用一條或幾條(組成折線)來代替，這樣就可以用簡單的數(shù)字解釋或來代表電子器件的特性曲線。工程上都采用近似估算和實(shí)驗(yàn)調(diào)工程上都采用近似估算和實(shí)驗(yàn)調(diào)整相結(jié)合的方法對高頻功率放大器進(jìn)行分析和計(jì)算。折線法整相結(jié)合的方法對高頻功率放大器進(jìn)行分析和計(jì)算。折線法就是常用的一種分析法。就是常用的一種分析法。v優(yōu)點(diǎn): 物理概念清楚，計(jì)算比較簡單，而概括性的理論分析、工程近似估算已滿足要求。v缺點(diǎn): 精度較低。折線分析法的主要步驟：折線分析法的主要步驟：1 1、測出晶體管的轉(zhuǎn)移特性曲線、測出晶體管的轉(zhuǎn)移特性曲線ic eb及輸出特性曲線及輸出特性曲線ic ec， 并將這

8、兩組曲線作理想折線化處理并將這兩組曲線作理想折線化處理2 2、作出動態(tài)特性曲線、作出動態(tài)特性曲線3 3、是根據(jù)激勵電壓、是根據(jù)激勵電壓vb的大小在已知理想特性曲線上畫出對的大小在已知理想特性曲線上畫出對 應(yīng)電流脈沖應(yīng)電流脈沖ic和輸出電壓和輸出電壓vc的波形的波形4 4、求出、求出ic的各次諧波分量的各次諧波分量Ic0、Ic1、Ic2由給定的負(fù)載諧由給定的負(fù)載諧 振阻抗的大小，即可求得放大器的輸出電壓、輸出功率、振阻抗的大小，即可求得放大器的輸出電壓、輸出功率、 直流供給功率、效率等指標(biāo)直流供給功率、效率等指標(biāo)理想化折線（虛線）icgceb0VBZic過壓區(qū)臨界線欠壓區(qū)ebec0(a)(b)g

9、cr晶體管特性曲線的理想化及其特性曲線晶體管特性曲線的理想化及其特性曲線理想化特性曲線的原理是，在放大區(qū)，集電極電流和基極電流不受集電極電壓影響，而僅與基極電壓成線性關(guān)系；在飽和區(qū)，集電極電流與集電極電壓成線性關(guān)系，而不受基極電壓的影響。 轉(zhuǎn)移特性icVBZo理想化ic maxicwto+qcqco+qcqcVbmVbmebvcVBBw t諧振功率放大器轉(zhuǎn)移特性曲線諧振功率放大器轉(zhuǎn)移特性曲線0)(conbeciUUGionBEonBEUuUu晶體管的理想化轉(zhuǎn)移特性：二、電路性能的分析2、工作原理（余弦脈沖分解）：設(shè)輸入ui為一余弦信號: 則三極管的外部特性：晶體管的內(nèi)部關(guān)系式：因?yàn)楣茏又辉谛“?/p>

10、周期內(nèi)導(dǎo)通，因而iB為脈沖電流。tUVuCEwcoscmCCtUuubmbwcositUVuVubmBBBEwcosiBB)(onbecUUGibmonBBUUVqcos)cos1 (maxqbmcGUiqqwcos1coscosmaxtiiccic maxwto2qc當(dāng)當(dāng)w wt=0時，時，ic= ic max 當(dāng)當(dāng)w wt=時，時，ic=0若將尖頂脈沖分解為傅里葉級數(shù)若將尖頂脈沖分解為傅里葉級數(shù)必須強(qiáng)調(diào)指出，集電極電流必須強(qiáng)調(diào)指出，集電極電流ic雖然是脈沖狀，但由于諧振回雖然是脈沖狀，但由于諧振回路的這種濾波作用，仍然能得到正弦波形的輸出。路的這種濾波作用，仍然能得到正弦波形的輸出。ic

11、=Ic0+Icm1coswt+Icm2cos2wt+Icmncosnwt+由傅里葉級數(shù)的求系數(shù)法得由傅里葉級數(shù)的求系數(shù)法得)()(maxmax10max0CnCcmnCCcmCCCiIiIiIqqq其中：其中：)cos1)(1(sincoscossin2)()cos1 (sincos)()cos1 (cossin)(210ccccccnccccccccccnnnnnqqqqqqqqqqqqqqqqn2.01.00 .50.40.30.20.102040608 010 0qc101 8 01201601001231 40尖頂脈沖的分解系數(shù)尖頂脈沖的分解系數(shù)右圖可見：右圖可見：當(dāng)當(dāng)q qc120

12、時，時，Icm1/icmax達(dá)到最大值。在達(dá)到最大值。在Ic max與與負(fù)載阻抗負(fù)載阻抗Rp為某定值的為某定值的情況下，輸出功率將達(dá)情況下，輸出功率將達(dá)到最大值。這樣看來，到最大值。這樣看來，取取q qc=120 應(yīng)該是最佳通應(yīng)該是最佳通角了。但此時放大器處角了。但此時放大器處于甲級工作狀態(tài)效率太于甲級工作狀態(tài)效率太低。低。n2.01.00.50.40.30.20.1020406080100qc10180120160100123140考慮LC諧振回路對各次諧波的作用不同得：LC諧振回路兩端電壓:晶體管集電極和發(fā)射極之間的瞬時電壓:因而：見下頁：tUtRIucmCwwcoscosPc1mtUVu

13、VuCCEwcoscmCCCC波形分析： 波形分析：三極管輸入特性基極脈沖電流及諧波分量集電極脈沖電流及諧波分量LC諧振回路兩端電壓波形晶體管集電極和發(fā)射極之間的瞬時電壓波形回路的這種濾波作用也可從能量的觀點(diǎn)來解釋?；芈返倪@種濾波作用也可從能量的觀點(diǎn)來解釋?；芈肥怯苫芈肥怯蒐 L、C C二個儲能元件組成。二個儲能元件組成。 當(dāng)晶體管由截止轉(zhuǎn)入導(dǎo)電時，當(dāng)晶體管由截止轉(zhuǎn)入導(dǎo)電時，由于回路中電感由于回路中電感L L的電流不能突變，的電流不能突變，因此，輸出脈沖電流的大部分流過因此，輸出脈沖電流的大部分流過電容電容C C，即使，即使C C充電。充電電壓的方充電。充電電壓的方向是下正上負(fù)。這時直流電源向

14、是下正上負(fù)。這時直流電源V VCCCC給給出的能量儲存在電容出的能量儲存在電容C C之中。過了一之中。過了一段時間，當(dāng)電容兩端的電壓增大到段時間，當(dāng)電容兩端的電壓增大到一定程度一定程度( (接近電源電壓接近電源電壓) )，晶體管，晶體管截止。截止。 由于這種周期性的能量補(bǔ)充，所以振蕩回路能維持振由于這種周期性的能量補(bǔ)充，所以振蕩回路能維持振蕩。當(dāng)補(bǔ)充的能量與消耗的能量相等時，電路中就建立起蕩。當(dāng)補(bǔ)充的能量與消耗的能量相等時，電路中就建立起動態(tài)平衡，因而維持了等幅的正弦波振蕩。動態(tài)平衡，因而維持了等幅的正弦波振蕩。 +C+ + icL +iLLCLC回路能量轉(zhuǎn)換過程回路能量轉(zhuǎn)換過程3、功率與效率

15、v放大器的輸出功率：v集電極直流供給功率：v集電極效率：pcmpmccmmcoRURIUIP2211212121coCCDCIVP)(21)()(21211211qqqhgIVUIPPcoCCcmmcDCoCCcmVU011)(ccmIIgq集電極電壓利用系數(shù)集電極電壓利用系數(shù)波形系數(shù)，通角波形系數(shù)，通角q q的函數(shù)；的函數(shù)；q q越小越小g g1 1( (q q) )越大越大 越大越大( (即即U Ucmcm越大或越大或u ucmincmin越小越小) )、q q越小效率越小效率h hc c越高。因此，丙越高。因此，丙類諧振功率放大器提高效率類諧振功率放大器提高效率h hc c的途徑即為減小

16、的途徑即為減小q q角；使角；使LCLC回路諧振在信號的基頻上，即回路諧振在信號的基頻上，即i ic c的最大值應(yīng)對應(yīng)的最大值應(yīng)對應(yīng)u uc c的最小值。的最小值。4、導(dǎo)通角的選擇v1）等幅波功率放大v2）調(diào)幅波功率放大v3）n次諧波倍頻4.2.2 諧振功率放大器的工作狀態(tài)分析v一、諧振功率放大器的工作狀態(tài)分析v1、晶體管特性的折線化臨界線: 左邊飽和區(qū)，過壓狀態(tài) 右邊放大區(qū)，欠壓狀態(tài)cecrcugi 臨界線方程: 或： ceccruig 1、晶體管特性的折線化ic與激勵電壓的關(guān)系: 0bzbecVugi（截止) bzbebzbeVVVu(放大)2、諧振功率放大器的工作狀態(tài)分析v1）動態(tài)特性的

17、定義：v動態(tài)特性曲線是在晶體管輸出特性和轉(zhuǎn)移特性上畫出諧振功率放大器瞬時工作點(diǎn)的軌跡。 v2）放大區(qū)動態(tài)特性方程:vube = Vbb + Ubcost (1)vuce = Vcc Uccost(2)vic = g(ube Vbz) (3)v由(2)式變換代入(1)式可得：v再代入上(3)式得: vic = gd(uce Vo)v式中: cceccbbbbeUuVUVucbdUUggbcbzcbbbccoUUVUVUVV3、動態(tài)特性直線的作法:v兩點(diǎn)確定一直線的方法v令ic=0，則uce=Vo，得B點(diǎn)v令t=/2，ube=Vbb，uce=Vcc得Q點(diǎn) v連接B、Q點(diǎn)，并延長與臨界線相交于A點(diǎn)整

18、體動態(tài)特性4）諧振功率放大器的動態(tài)負(fù)載電阻v動態(tài)負(fù)載電阻可用動態(tài)線斜率的倒數(shù)求得v動態(tài)負(fù)載電阻既與導(dǎo)通角有關(guān)，又與諧振電阻有關(guān)v動態(tài)負(fù)載電阻一般不等于負(fù)載電阻)cos1 ()(111qqpbmpmcbmcmdcRGURIGUUgR二、諧振功率放大器的外部特性（一）高頻功率放大器的負(fù)載特性高頻功率放大器的負(fù)載特性負(fù)載特性: 即放大器Vcc、Vbb、Ub-定時，負(fù)載電阻改變引起Ico、Ic1和Po、變化的特性。 1、 vc、ic隨負(fù)載變化的波形如圖所示，放大器的輸入電壓是一定的，其最大值為Ubemax，在負(fù)載電阻RP由小至大變化時，負(fù)載線的斜率由小變大，如圖中123。不同的負(fù)載，放大器的工作狀態(tài)是

19、不同的,所得的ic波形、輸出交流電壓幅值、功率、效率也是不一樣的。icic321Im0180 90半導(dǎo)通角wtBACD321負(fù)載增大eb=eb maxVCCQec minVcm1. 欠壓狀態(tài)2. 臨界狀態(tài)3. 過壓狀態(tài)RpVcmVcm 欠壓狀態(tài): B 點(diǎn)以右的區(qū)域。當(dāng)RP較小即Ucm不是很大時，晶體管只是在截止區(qū)和放大區(qū)變化，當(dāng)Ucm變化時，集電極電流ic基本不變，故Ic0、 Ic1也基本不變，所以輸出功率 隨Ucm增加而增加，而PDC基本不變，故集電極效率也隨Ucm增加而增加，這表明集電極電壓利用得不充分，故叫這種工作狀態(tài)為欠壓狀態(tài)。在欠壓區(qū)至臨界點(diǎn)的范圍內(nèi)，根據(jù)Ucm=RpIc1m，放大器

20、的交流輸出電壓在欠壓區(qū)內(nèi)必隨負(fù)載電阻RP的增大而增大，其輸出功率、效率的變化也將如此。2、 3種工作狀態(tài)要提高高頻功放的功率、效率，除了應(yīng)該工作于丙類狀態(tài)外，還應(yīng)提高電壓利用系數(shù)也就是要加大Ucm，這是靠增加RP實(shí)現(xiàn)的。現(xiàn)在討論Ucm由小到大變化時，動態(tài)特性曲線的變化。cccmVU21mccmOIUP v當(dāng)Ucm加大到接近Vcc時，ucemin將小于ubemax，此瞬間不但發(fā)射結(jié)處于正向偏置，集電結(jié)也處于正向偏置，即工作到飽和狀態(tài)。v由于飽和區(qū)uce對ic的強(qiáng)烈反作用, 電流ic隨uce的下降而迅速下降，動態(tài)特性與飽和區(qū)的電流下降段重合，這就是為什么上述A點(diǎn)進(jìn)入到飽和區(qū)時動態(tài)特性用臨界飽和線代

21、替的原因。icic321Im0180 90半導(dǎo)通角wtBACD321負(fù)載增大eb=eb maxVCCQec minVcm1. 欠壓狀態(tài)2. 臨界狀態(tài)3. 過壓狀態(tài)RpVcmVcm 過壓狀態(tài)過壓狀態(tài) ： 放大器的負(fù)載較大，在過壓區(qū)，隨著負(fù)載Rp的加大，Ucm也加大，但uce卻減小了，故ic跟隨uce直線下降，因此集電極電流 i c 呈下凹頂狀，過壓愈重，則 i c 波頂下凹愈厲害，嚴(yán)重時， i c 波形可分裂為兩部分。所以Ic1下降，因此放大器的輸出功率和效率也要減小。 臨界狀態(tài)臨界狀態(tài) ：負(fù)載線和Ubemax正好相交于臨界線的拐點(diǎn)。放大器工作在臨界線狀態(tài)時，集電極電流還是尖頂余弦脈沖，但余弦脈

22、沖的高度比欠壓狀態(tài)略小，然而集電極交流電壓Ucm的幅度卻比較大,故在臨界狀態(tài)下獲得輸出功率大，管子損耗小，放大器的效率也就較大。RP變化對集電極余弦脈沖的影響根據(jù)上述分析，可以畫出：根據(jù)上述分析，可以畫出：3、負(fù)載特性曲線:vIc1、Ico、Uc Rp關(guān)系:欠壓區(qū)臨界線內(nèi)臨界過壓區(qū)vRp Rcer過壓區(qū)，放大區(qū)近似恒壓源常數(shù)IIRcocp1恒定UIIRccocp1Rcer最佳負(fù)載電阻22(min)()1122CCCEcmPooUUURPPPo、P、Pc、 Rp關(guān)系 Rp小 大狀態(tài): 欠壓 臨界 過壓P小 大 小Po大 小 更小Pc大 小 更小小 大 大 略降P在臨界有最大值、選放大器在臨界狀態(tài)

23、 三種工作狀態(tài)比較三種工作狀態(tài)比較 v欠壓狀態(tài)：欠壓狀態(tài)的功率和效率都比較低，集電極耗散功率也較大，輸欠壓狀態(tài)的功率和效率都比較低，集電極耗散功率也較大，輸出電壓隨負(fù)載阻抗變化而變化，因此較少采用。但晶體管基出電壓隨負(fù)載阻抗變化而變化，因此較少采用。但晶體管基極調(diào)幅，需采用這種工作狀態(tài)。極調(diào)幅，需采用這種工作狀態(tài)。v過壓狀態(tài)：過壓狀態(tài)的優(yōu)點(diǎn)是，當(dāng)負(fù)載阻抗變化時，輸出電壓比較平穩(wěn)且過壓狀態(tài)的優(yōu)點(diǎn)是，當(dāng)負(fù)載阻抗變化時，輸出電壓比較平穩(wěn)且幅值較大，在弱過壓時，效率可達(dá)最高，但輸出功率有所下幅值較大，在弱過壓時，效率可達(dá)最高，但輸出功率有所下降，發(fā)射機(jī)的中間級、集電極調(diào)幅級常采用這種狀態(tài)。降，發(fā)射機(jī)的

24、中間級、集電極調(diào)幅級常采用這種狀態(tài)。臨界狀態(tài)：臨界狀態(tài)的特點(diǎn)是輸出功率最大，效率也較高，比最大效率差臨界狀態(tài)的特點(diǎn)是輸出功率最大，效率也較高，比最大效率差不了許多，可以說是最佳工作狀態(tài)，發(fā)射機(jī)的末級常設(shè)計(jì)成不了許多，可以說是最佳工作狀態(tài)，發(fā)射機(jī)的末級常設(shè)計(jì)成這種狀態(tài)，在計(jì)算諧振功率放大器時，也常以此狀態(tài)為例。這種狀態(tài)，在計(jì)算諧振功率放大器時，也常以此狀態(tài)為例。（二）、各極電壓對工作狀態(tài)的影各極電壓對工作狀態(tài)的影響響振幅特性與調(diào)制特性振幅特性與調(diào)制特性v1、Vcc變化對放大器工作狀態(tài)的影響集電極調(diào)制特性v當(dāng)Vbb、Ubm和Rp定，放大器的性能隨Vcc變化的特性稱為集電極調(diào)制特性。Rp=常數(shù)，特性

25、1、2、3斜率不變 當(dāng)集電極供電電壓當(dāng)集電極供電電壓VCC由由小至大變化時，放大器的工作狀小至大變化時，放大器的工作狀態(tài)由過壓經(jīng)臨界轉(zhuǎn)入欠壓。態(tài)由過壓經(jīng)臨界轉(zhuǎn)入欠壓。在欠壓區(qū)內(nèi)，輸出電流的在欠壓區(qū)內(nèi)，輸出電流的振幅基本上不隨振幅基本上不隨VCC變化變化而變化，故輸出功率基本而變化，故輸出功率基本不變；而在過壓區(qū)，輸出不變；而在過壓區(qū)，輸出電流的振幅將隨電流的振幅將隨VCC的減的減小而下降，故輸出功率也小而下降，故輸出功率也隨之下降。隨之下降。欠壓過壓臨界ic1ic2ic3ic4ic5icebecVCC5VCC3VCC1VC1VC2VC3VC4VC5欠壓臨界過壓V VCCCC變化時對工作狀態(tài)的影

26、響變化時對工作狀態(tài)的影響調(diào)制特性: 1、Vcc改變會使Ucm改變，即Vcc可控制高頻振幅，有調(diào)幅作用。2、在過壓狀態(tài)區(qū), Vcc對Ucm有較大作用。 3、集電極調(diào)幅應(yīng)選擇在過壓區(qū)，此區(qū)域內(nèi)Vcc對Uc控制靈敏效率高。2、Ubm 變化對放大器工作狀態(tài)的影響高頻功放的振幅特性 vU Ubm 變化，但變化，但VCC、VBB、Rp不變，此時，放大器的不變，此時，放大器的性能將隨著性能將隨著U Ubm而改變而改變把放大器性能隨把放大器性能隨U Ubm變化變化的特性稱為放大特性。的特性稱為放大特性。v因?yàn)橐驗(yàn)閁 Ubm的變化，其結(jié)果是引起的變化，其結(jié)果是引起u ube的變化：的變化：v動態(tài)線斜率不變v靜態(tài)

27、特性曲線UBEmax向上平移由由 u ube = -VBB+ U Ubm cosw wt u ube max= -VBB+ U Ubm iceb4 maxvceVCCeb3 maxeb2 maxeb1 max0VC4VC3VC2VC1tQ當(dāng)當(dāng)VBB或或U Ubm由小到大變化時，由小到大變化時，放大器的工作狀態(tài)由欠壓經(jīng)臨放大器的工作狀態(tài)由欠壓經(jīng)臨界轉(zhuǎn)入過壓。界轉(zhuǎn)入過壓。v當(dāng)U Ubm由小增大時：v在欠壓狀態(tài)時， U Ubm增大，由于放大特性， ic脈沖高度增加顯著，所以， Ic0、 Ic1、Ucm隨U Ubm的增加而迅速增大。v在過壓狀態(tài)時， U Ubm增大，ic脈沖高度略有增加，但凹陷也加深，

28、所以， Ic0、 Ic1、Ucm隨U Ubm增加緩慢。v所以：當(dāng)當(dāng)U Ubm由小到大變化時，放大器的工作狀態(tài)由欠壓經(jīng)臨由小到大變化時，放大器的工作狀態(tài)由欠壓經(jīng)臨界轉(zhuǎn)入過壓。界轉(zhuǎn)入過壓。Vbm變化時電流、功率的變化變化時電流、功率的變化(a)過壓狀態(tài)欠壓狀態(tài)VbmIC0OIcm1(b)過壓狀態(tài)欠壓狀態(tài)VbmPoOP=Pcip3、Vbb變化對放大器工作狀態(tài)的影響基極調(diào)制特性 vRp、Vcc恒定，Vbb變化對放大器的性能的影響稱基極調(diào)制特性 (基極電壓對輸出的影響)vU Ubm 變化，但變化，但VCC、VBB、Rp不變或不變或VBB變化，但變化，但VCC、 U Ubm 、Rp不變：不變：這兩種情況所

29、引起放大器工作狀態(tài)的變化是相同的。因?yàn)闊o論這兩種情況所引起放大器工作狀態(tài)的變化是相同的。因?yàn)闊o論是是U Ubm還是還是VBB的變化，其結(jié)果都是引起的變化，其結(jié)果都是引起u ube的變化。的變化。四、諧振功率放大器工作狀態(tài)的計(jì)算v步驟：v1、首先求出集電極電流脈沖的兩個主要參量：icmax、cosbmonBBUUV1cosqv2、求出電流余弦脈沖的各諧波分量：求出來后，電流余弦脈沖的各諧波分量系數(shù)電流余弦脈沖的各諧波分量系數(shù) 0(q qc)、 1(q qc)、 n(q qc)可查表求得，并求得各分量的實(shí)可查表求得，并求得各分量的實(shí)際值。際值。v3、求出相應(yīng)的功率與效率直流功率：直流功率：交流輸出

30、功率：交流輸出功率：集電極效率：集電極效率：PDC=Ic0 VCCmaxcc1CC1cmcmo)(V21IV21Piq)(21ccDCocgPPqh可求得最佳負(fù)載電阻：可求得最佳負(fù)載電阻：4 4、 根據(jù)根據(jù)p2CCp2cmoR)V(21RV21Po2CCpP2)V(R在臨界工作時，在臨界工作時， 接近于接近于1 1，作為工作估算，可設(shè)定，作為工作估算，可設(shè)定 =1?！白罴炎罴选钡暮x在于采用這一負(fù)載值時，調(diào)諧功率放大器的含義在于采用這一負(fù)載值時，調(diào)諧功率放大器的效率較高，輸出功率較大。的效率較高，輸出功率較大。 在實(shí)際電路中，放大器所要求的最佳電阻需要通過匹配在實(shí)際電路中，放大器所要求的最佳電

31、阻需要通過匹配網(wǎng)絡(luò)和終端負(fù)載網(wǎng)絡(luò)和終端負(fù)載( (如天線等如天線等) )相匹配。相匹配。舉例：v有一個用硅NPN外延平面型高頻功率管做成的諧振功率放大器，設(shè)已知VCC=24V，PO=2W, 工作頻率f=1MHz。試求其集電極耗散功率、效率、基極激勵功率。v由晶體管手冊已知其有關(guān)參數(shù)為：vfT 70MHz，功率增益GP 13dB，安全工作電流Icmax=750mA，集電極飽和壓降UCES 1.5V，集電極最大耗散功率PCM=1W4.3 諧振功率放大器電路組成v一、直流饋電線路直流饋電線路 ：v饋電線路及其作用v饋電線路的方式: (串聯(lián)、并聯(lián))v饋電線路的基本要求：v1）要保證Vcc、Vbb 暢通無

32、阻地全部加到放大管的集電極或基極上v2）直流饋電線路還要盡可能不消耗高頻信號功率一、集電極饋電線路集電極饋電線路 1、集電極饋電線路的要求 P.111： - 2、串并聯(lián)饋電方式線路分析 a)串聯(lián)饋電:組件作用輸出回路：直流通路: Vcc L L BG C極 e Vcc 交流通路: uce ic C LC BG C極b) 并聯(lián)饋電: 組件作用直流通路: Vcc L BG C極 e Vcc交流通路: BG e極 ic LC C BG C極饋電組件的選擇，C和L的確定3 3、串并饋直流供電路的優(yōu)缺點(diǎn)、串并饋直流供電路的優(yōu)缺點(diǎn) 在并饋電路中，信號回路兩端均處于直流地電位，即在并饋電路中，信號回路兩端均

33、處于直流地電位，即零電位。對高頻而言，回路的一端又直接接地，因此回路零電位。對高頻而言，回路的一端又直接接地，因此回路安裝比較方便，調(diào)諧電容安裝比較方便，調(diào)諧電容C C上無高壓，安全可靠；缺點(diǎn)是在上無高壓，安全可靠；缺點(diǎn)是在并饋電路中，并饋電路中，L LC C處于高頻高電位上，它對地的分布電容較處于高頻高電位上，它對地的分布電容較大，將會直接影響回路諧振頻率的穩(wěn)定性；串聯(lián)電路的特大，將會直接影響回路諧振頻率的穩(wěn)定性；串聯(lián)電路的特點(diǎn)正好與并饋電路相反。點(diǎn)正好與并饋電路相反。二、基極饋電線路基極饋電線路幾種常用的自偏電路 4.3.2 輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)1. 級間耦合網(wǎng)絡(luò)級間耦合網(wǎng)絡(luò) 對于中間級而言，

34、最主要的是應(yīng)該保證它的電壓輸對于中間級而言，最主要的是應(yīng)該保證它的電壓輸出穩(wěn)定，以供給下級功放穩(wěn)定的激勵電壓，而效率則降為出穩(wěn)定，以供給下級功放穩(wěn)定的激勵電壓，而效率則降為次要問題。次要問題。 多級功放中間級的一個很大問題是后級放大器的輸多級功放中間級的一個很大問題是后級放大器的輸入阻抗是變化的，是隨激勵電壓的大小及管子本身的工作入阻抗是變化的，是隨激勵電壓的大小及管子本身的工作狀態(tài)變化而變化的。狀態(tài)變化而變化的。 這個變化反映到前級回路，會使前級放大器的工作這個變化反映到前級回路，會使前級放大器的工作狀態(tài)發(fā)生變化。此時，若前級原來工作在欠壓狀態(tài)，則由狀態(tài)發(fā)生變化。此時，若前級原來工作在欠壓狀

35、態(tài)，則由于負(fù)載的變化，其輸出電壓將不穩(wěn)定。于負(fù)載的變化，其輸出電壓將不穩(wěn)定。對于中間級應(yīng)采取如下措施：對于中間級應(yīng)采取如下措施：1) 1) 使中間級放大器工作于過壓狀態(tài)，使它近似為一個恒使中間級放大器工作于過壓狀態(tài)，使它近似為一個恒 壓源。壓源。2) 2) 降低級間耦合回路的效率。回路效率降低后，其本降低級間耦合回路的效率?；芈沸式档秃螅浔?身的損耗加大。這樣下級輸入阻抗的變化相對于回身的損耗加大。這樣下級輸入阻抗的變化相對于回 路本身的損耗而言就不顯得重要了。中間級耦合回路路本身的損耗而言就不顯得重要了。中間級耦合回路 的效率一般為的效率一般為h hk k=0.1=0.10.50.5，平

36、均在，平均在0.30.3上下。也就是說，上下。也就是說，間級的輸出功率應(yīng)為后一級所需激勵功率的間級的輸出功率應(yīng)為后一級所需激勵功率的3 31010倍。倍。 2. 輸出匹配網(wǎng)絡(luò)輸出匹配網(wǎng)絡(luò) 輸出匹配網(wǎng)絡(luò)常常是指設(shè)備中末級功放與天線或其他負(fù)載輸出匹配網(wǎng)絡(luò)常常是指設(shè)備中末級功放與天線或其他負(fù)載間的網(wǎng)絡(luò)，這種匹配網(wǎng)絡(luò)有間的網(wǎng)絡(luò)，這種匹配網(wǎng)絡(luò)有L L型、型、 型、型、T T型網(wǎng)絡(luò)及由它們組型網(wǎng)絡(luò)及由它們組成的多級網(wǎng)絡(luò)，也有用雙調(diào)諧耦合回路的。成的多級網(wǎng)絡(luò)，也有用雙調(diào)諧耦合回路的。 輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的主要功能與要求是匹配、濾波和高效率。輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的主要功能與要求是匹配、濾波和高效率。 高頻調(diào)諧功率放大器的阻

37、抗匹配就是在給定的電路條件高頻調(diào)諧功率放大器的阻抗匹配就是在給定的電路條件下，改變負(fù)載回路的可調(diào)元件，將負(fù)載阻抗下，改變負(fù)載回路的可調(diào)元件，將負(fù)載阻抗Z ZL L轉(zhuǎn)換成放大管轉(zhuǎn)換成放大管所要求的最佳負(fù)載阻抗所要求的最佳負(fù)載阻抗R Rp p，使管子送出的功率，使管子送出的功率P P0 0能盡可能多能盡可能多的饋至負(fù)載。這就叫做達(dá)到了匹配狀態(tài)，或簡稱匹配。的饋至負(fù)載。這就叫做達(dá)到了匹配狀態(tài)，或簡稱匹配。(1)匹配：使外接負(fù)載阻抗與放大器所需的最佳負(fù)載電阻相匹配，以保證放大器輸出功率最大。(2)濾波：濾除不需要的各次諧波分量，選出所需的基波成分。(3)效率：要求匹配網(wǎng)絡(luò)本身的損耗盡可能小，即匹配網(wǎng)絡(luò)

38、的傳輸效率要高。v1）并聯(lián)諧振回路匹配電路（耦合回路匹配網(wǎng)絡(luò)）：最常見的輸出回路是耦合輸出回路，如圖所示。簡單的形式是最常見的輸出回路是耦合輸出回路，如圖所示。簡單的形式是單諧振回路，復(fù)雜的由兩級諧振回路組成，又叫復(fù)合輸出回單諧振回路，復(fù)雜的由兩級諧振回路組成，又叫復(fù)合輸出回路。路。LnC1CARACnL1r1L2復(fù)合輸出回路復(fù)合輸出回路( (為了簡化電路，省略了為了簡化電路，省略了 直流電源及輔助元件直流電源及輔助元件L 、C 、C 等等) )這種電路是將天線這種電路是將天線( (負(fù)載負(fù)載) )回路通過互感或其他形式與集電回路通過互感或其他形式與集電極調(diào)諧回路相耦合。極調(diào)諧回路相耦合。圖中，

39、介于電子器件與天線回圖中，介于電子器件與天線回路之間的路之間的L1C1 1回路就叫做中介回路就叫做中介回路；回路；RACA分別代表天線的輻分別代表天線的輻射電阻與等效電容；射電阻與等效電容；Ln、cn為為天線回路的調(diào)諧元件，它們的天線回路的調(diào)諧元件，它們的作用是使天線回路處于串聯(lián)諧作用是使天線回路處于串聯(lián)諧振狀態(tài)，以獲得最大的天線回振狀態(tài)，以獲得最大的天線回路電流路電流iA，亦即使天線輻射功，亦即使天線輻射功率達(dá)到最大。率達(dá)到最大。有時中間還采用傳輸線變壓器聯(lián)接，以進(jìn)一步滿足阻抗匹配。見P115圖4.19濾波器匹配網(wǎng)絡(luò)具有電路簡單、容易實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)，不足之處濾波器匹配網(wǎng)絡(luò)具有電路簡單、容易實(shí)現(xiàn)的

40、優(yōu)點(diǎn)，不足之處是電路的品質(zhì)因數(shù)是電路的品質(zhì)因數(shù)Q值很低值很低( (通常通常Q10) )，因此電路的濾波特，因此電路的濾波特性很差，所以在實(shí)際的發(fā)射機(jī)中，常常選用性很差，所以在實(shí)際的發(fā)射機(jī)中，常常選用T型或型或 型網(wǎng)絡(luò)作型網(wǎng)絡(luò)作匹配之用。匹配之用。v2）LC匹配網(wǎng)絡(luò)（濾波器匹配網(wǎng)絡(luò)）V濾波匹配網(wǎng)絡(luò)RPPoPLRLIL1m濾波匹配網(wǎng)絡(luò)在電路中的位置 vLC匹配網(wǎng)絡(luò)的常用類型：L-型網(wǎng)絡(luò)L-型網(wǎng)絡(luò)RpRpLLCRL(小 )CRL(大 )(b) RL Rp匹配網(wǎng)絡(luò)(a) RL Rp匹配網(wǎng)絡(luò)L-型網(wǎng)絡(luò)L-型網(wǎng)絡(luò)(a)VRoRLXPXs(b)VRoRPXPXP下面以L-型網(wǎng)絡(luò)為例，分析其阻抗變換作用：（轉(zhuǎn)

41、換成熟悉的并聯(lián)諧振回路等效電路）圖（）是-型匹配網(wǎng)絡(luò)，其串臂為感抗Xs，并臂為容抗XP，RL是負(fù)載電阻。Xs和RL是串聯(lián)支路，根據(jù)串并聯(lián)阻抗變換原理，可以將Xs和RL變?yōu)椴⒙?lián)元件XP和RP，如圖3.18（b）所示。v利用阻抗相等的原理得：v并聯(lián)諧振回路諧振時有：XP+X P=0，即電抗部分抵消，且根據(jù)電路元件串并聯(lián)阻抗變換原理，回路兩端呈現(xiàn)：2 222 22 )(pppppppppPppsLXRXRjXRXRjXRjXRjXRLsspLpRXQXQQXRQR2221)1(同理可得L-型網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換公式。3. 諧振功率放大器的調(diào)諧與調(diào)配 諧振功率放大器在設(shè)計(jì)組裝之后，還需要進(jìn)行調(diào)整，以達(dá)到預(yù)期

42、的輸出功率和效率。諧振功率放大器的調(diào)整包括調(diào)諧與調(diào)配。 1)調(diào)諧 2)調(diào)配4.4 丁(D)類高頻功率放大電路簡介v丁類放大電路中，三極管處于開關(guān)狀態(tài) ;v在理想情況下，丁類高頻功率放大電路的效率可達(dá)100%，實(shí)際情況下也可達(dá)90%左右。v4.4.1 電流開關(guān)型D類放大器v4.4.2 電壓開關(guān)型D類放大器4.5 寬帶高頻功率放大器簡介v1. 傳輸線變壓器的工作原理v 1) 傳輸線變壓器的結(jié)構(gòu)v 2) 傳輸線變壓器傳輸能量的特點(diǎn)傳輸線變壓器的工作方式是傳輸線原理與變壓器原理的結(jié)合，以傳輸線方式與變壓器方式同時傳送能量。其主要特點(diǎn)是工作頻帶極寬： 頻率下限可到直流，頻率上限可達(dá)上千兆赫。如圖1:1傳輸線變壓器：磁芯采用導(dǎo)磁率高、而高頻損耗小的軟磁材料（鐵氧體材料）。U1U2C0L0L0L0L0L