小功率開關(guān)電源的設(shè)計a

1、 網(wǎng)絡(luò)教育學(xué)院電 源 技 術(shù)課 程 設(shè) 計 題 目： 小功率開關(guān)電源的設(shè)計 學(xué)習(xí)中心： 東港奧鵬 層 次： 高中起點專科 專 業(yè)： 電氣工程及其自動化 年 級： 09 年 春 季 學(xué) 號： 學(xué) 生： 輔導(dǎo)教師： 劉鵬 完成日期： 2011年2月25日1.電路結(jié)構(gòu)選擇圖1.組成框圖輸入電路 輸入電路包括線性濾波電路、浪涌電流控制電路和整流電路。起作用是把輸入電網(wǎng)的交流電轉(zhuǎn)化為符合要求的開關(guān)電源直流輸入電源。變換電路 變換電路含開關(guān)電路、輸出隔離電路等，是電源變換的主通道，完成對帶有功率的電源波形進(jìn)行斬波調(diào)制和輸出。這一級的開關(guān)功率管是其核心器件?？刂齐娐?控制電路的作用是向驅(qū)動電路提供調(diào)制后的矩

2、形脈沖，達(dá)到調(diào)節(jié)輸出電壓的目的。開關(guān)穩(wěn)壓電源與傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源相比具有體積小、重量輕、效率高等優(yōu)點，已成為穩(wěn)壓電源的主流產(chǎn)品。為使電源結(jié)構(gòu)簡單、緊湊，工作可靠、減少成本，小功率開關(guān)穩(wěn)壓電源常采用單端反激型或單端正激型電路。與單端反激型相比，單端正激型開關(guān)電流小、輸出紋波小、更容易適應(yīng)高頻化。用電流型PWM控制芯片UC3843構(gòu)成的單端正激型開關(guān)穩(wěn)壓電源的主電路如圖2所示。 圖2主電路的結(jié)構(gòu) 實用的單端正激型開關(guān)穩(wěn)壓電源必須加磁通復(fù)位電路,以泄放勵磁電路的能量。如圖2所示，開關(guān)管Q導(dǎo)通時D1導(dǎo)通，副邊線圈N2向負(fù)載供電，D4截止，自饋電線圈Nf電流為零；Q關(guān)斷時D1截止，D4導(dǎo)通，Nf經(jīng)電容C

3、1濾波后向UC3843供電，同時原邊線圈N1上產(chǎn)生的感應(yīng)電動勢使D3導(dǎo)通，并加在RC上。由于變壓器中的磁場能量可通過Nf泄放，而不像一般的RCD磁通復(fù)位電路消耗在電阻上，這可減少發(fā)熱，提高效率。 2.電源技術(shù)規(guī)格輸入電壓：AC110/220V； 輸入電壓變動范圍：90V240V； 輸入頻率：50/60Hz； 輸出電壓：12V； 輸出電流：2.5A； 工作頻率的選擇：UC3843的典型工作頻率為20kHz500kHz。開關(guān)頻率的選擇決定了變換器的許多特性。開關(guān)頻率越高,變壓器、電感器體積越小,電路的動態(tài)響應(yīng)也越好。但隨著頻率的提高,諸如開關(guān)損耗,門極驅(qū)動損耗,輸出整流管的損耗會越來越突出,而且頻

4、率越高,對磁性材料的選擇和參數(shù)設(shè)計要求會越苛刻,另外,高頻下線路的寄生參數(shù)對線路的影響程度難以預(yù)料,整個電路的穩(wěn)定性,運行特性以及系統(tǒng)的調(diào)試會比較困難。本電路中,選Rt=1.8k,Ct=10nF。由UC3843A定時電阻,電容與振蕩器頻率的關(guān)系曲線圖,可得開關(guān)頻率為f=85kHz，周期T=11.8s； 占空比：設(shè)計無工頻變壓器的單端正激型開關(guān)電源時，一般占空比D最大不超過0.5,這里選擇Dmax=0.5。則Tonmax=T·Dmax=5.9s。 3.電源設(shè)計3.1變壓器和輸出電感的設(shè)計 根據(jù)電源規(guī)格、輸出功率、開關(guān)頻率,選擇PQ26/25磁芯，磁芯截面積Se=1.13cm2，磁路有效

5、長度le=6.4cm,磁芯材料為MXO2000,飽和磁通密度Bs=0.4T。取變壓器最大工作磁感應(yīng)強度Bmax=Bs/3=0.133T，則電感系數(shù)AL值為： AL=(0.4rSe/le)106=4.44(H/N2) 變壓器原邊線圈匝數(shù)為： N1=UImin×Tonmax/Bmax×Se式中UImin為最小直流輸入電壓?？紤]到交流輸入電壓為110V±20,則交流輸入電壓最小值約為90V，即UImin=90×=127V。代入得N1=49.9，取50匝。原邊線圈電感為：L1=N12AL=11.1mH。副邊線圈匝數(shù)為：N2= 式中UDF、UL分別為整流二極管D1

6、和輸出電感L上的壓降,取UDFUL=0.7V,代入得N2=10匝。 副邊線圈電感為：L2=N22AL=444H。 開關(guān)管斷開時N1兩端會產(chǎn)生感應(yīng)電動勢,為了保證開關(guān)管正常工作,將感應(yīng)電勢限制到eL300V。自饋電線圈要向UC3843提供VCC=12V工作電壓，按電容C1上電壓UC1=16V考慮,可保證足夠供電給UC3843，由Nf=(Uc1/eL)N1可得Nf=2.67取3匝。變壓器副邊電流為矩形波，其有效值I2=Io·=1.77A，導(dǎo)線電流密度取4A/mm2，所需導(dǎo)線截面為1.77/4=0.44mm2，選用截面積為0.1521mm2的導(dǎo)線(0.49)三根并繞。同樣可選擇原邊導(dǎo)線，原

7、邊電流有效值I1=Io·=0.354A,所需導(dǎo)線截面為0.354/4=0.0885mm2,選用截面積為0.09621mm2的導(dǎo)線(041)。 取輸出電感的電流變化IL=0.2Io=0.5A,則輸出電感為：L=Tonmax 式中U2min為副邊線圈最小電壓,U2min=(UoUDFUL)/Dmax=25.4V，取UDF=0.5V，Uomax=13V,代入可得L=140H。根據(jù)輸出電感上電流IL=Io，所需導(dǎo)線截面應(yīng)為：2.5/4=0.625mm2，選擇截面積為0.6362mm2的導(dǎo)線(096)。 3.2開關(guān)管、整流二極管、續(xù)流二極管的選擇由于開關(guān)管斷開時原邊線圈N1兩端的感應(yīng)電動勢限制

8、到eL300V，輸入交流電壓經(jīng)全波整流電容濾波后，直流輸入電壓的最大值UImax=240×=339V，所以整流二極管所承受的最高反向電壓UD1P=eL（N2/N1）=60V，續(xù)流二極管所承受的最高反向電壓UD2P=UImax(N2/N1)=68V。流過整流二極管和續(xù)流二極管的最大電流ID1P=ID2P=Io0.5IL=2.75A。根據(jù)以上計算選擇肖特基半橋MBR20100CT,平均整流電流20A,反向峰值電壓100V。 開關(guān)管承受的最大電壓Udsp=339300=639V。變壓器勵磁電流的最大值ITrP=(UImax/L1)Tonmax=180mA,開關(guān)管最大電流IdsP=(ID1P

9、N2/N1)ITrP=0.73A。根據(jù)以上計算,選用功率MOSFET2SK792，漏源擊穿電壓BVDS=900V，最大漏極電流IDmax=3A。 3.3反饋電路的設(shè)計 電流反饋電路采用電流互感器檢測開關(guān)管上的電流,原理如圖3所示。電流互感器的輸出分為電流瞬時值反饋和電流平均值反饋兩路,R2上電壓反映電流瞬時值,開關(guān)管上的電流增大會使UR2增大,當(dāng)UR2大于1V時，UC3843芯片輸出脈沖關(guān)斷。調(diào)節(jié)R1、R2分壓比可改變開關(guān)管的限流值，實現(xiàn)電流瞬時值的逐周期比較，這屬于限流式保護(hù)。輸出脈沖關(guān)斷，實現(xiàn)對電流平均值的保護(hù)，這屬于截流式保護(hù)。兩種過流保護(hù)互為補充，使電源更為安全可靠。采用電流互感器采樣

10、使控制電路與主電路隔離，同時與電阻采樣相比降低了功耗，有利于提高整個電源的效率。 電壓反饋電路如圖4所示，輸出電壓通過集成穩(wěn)壓器TL431和光耦反饋到UC3843（1）腳，調(diào)節(jié)R1、R2分壓比可設(shè)定和調(diào)節(jié)輸出電壓，達(dá)到較高的穩(wěn)壓精度。如果輸出電壓Uo升高，集成穩(wěn)壓器TL431陰極到陽極的電流增大，使光耦輸出三極管電流增大即UC3843（1）腳對地的分流變大，UC3843輸出脈寬相應(yīng)變窄，輸出電壓Uo減小。同樣地，如果輸出電壓Uo減小，可通過反饋調(diào)節(jié)使之升高。 圖3電流反饋電路 圖4電壓反饋電路 圖5變壓器過熱保護(hù)電路 圖6輸出過電壓保護(hù)電路 圖7空載保護(hù)電路 圖8輸入濾波電路 3.4保護(hù)電路的

11、設(shè)計 圖5為變壓器過熱保護(hù)電路，R3=R4,NTC為粘貼在變壓器上的負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻，常溫下RNTCR2，運放U1構(gòu)成滯環(huán)比較器。正常工作時，NTC阻值較大，運放U<U，輸出為零；當(dāng)溫度上升到設(shè)定值時，運放U1輸出為高電平，送到PWM控制芯片使輸出脈沖關(guān)斷。 圖6為輸出過電壓保護(hù)電路。穩(wěn)壓管DZ的擊穿電壓稍大于輸出電壓額定值，輸出正常時，DZ不導(dǎo)通，晶閘管V門極電壓為零,不導(dǎo)通。當(dāng)輸出過壓時DZ擊穿，V受觸發(fā)導(dǎo)通，使光耦輸出三極管電流增大，通過UC3843控制開關(guān)管關(guān)斷。 圖7為空載保護(hù)電路。為了防止變壓器繞組上電壓過高，同時也為了使電源從空載到滿載的負(fù)載效應(yīng)較小，開關(guān)穩(wěn)壓電源輸出端

12、一般不允許開路。圖7中R2R3,給運放同相輸入端提供固定的小電壓U。R8為取樣負(fù)載電流的分流器,當(dāng)外電路未接負(fù)載RL時，R8上無電流,運放反相輸入端電壓U=0，因而U>U，運放輸出電壓較高，使三極管V1飽和導(dǎo)通，將電源內(nèi)部的假負(fù)載R7自動接入。當(dāng)電源接入負(fù)載RL時,R8上的壓降使U>U,運放輸出電壓為零,V1截止,將R7斷開。 3.5輸入濾波電路的設(shè)計 輸入濾波電路具有雙向隔離作用,它可抑制從交流電網(wǎng)輸入的干擾信號,同時也防止開關(guān)電源工作時產(chǎn)生的諧波和電磁干擾信號影響交流電網(wǎng)。電路如圖8所示，是一種復(fù)合式EMI濾波器，L1、L2和C1構(gòu)成第一級濾波，共模電感TR和電容C2、C3進(jìn)行

13、第二級濾波。C1主要用來濾除差模干擾，選用高頻特性較好的薄膜電容。電阻R給電容提供放電回路，避免因電容上的電荷積累影響濾波器的工作特性。C2、C3跨接 圖9空載時輸入功率波形 圖10半載時輸入功率波形 圖11滿載時輸入功率波形 圖12漏極電壓Uds波形 在輸出端，能有效抑制共模干擾。為了減小漏電流C2、C3宜選用陶瓷電容器。 4.實驗結(jié)果圖9圖11為輸入電壓220V的條件下,輸出端的負(fù)載狀況分別為空載、半載和全載時，輸入端的功率波形圖。由這3個圖可以看出，輸入功率是個脈沖序列，周期為10ms，即每半個工頻周期電源輸入端通過整流橋為輸入平滑濾波電容充一次電。測量輸入功率時串聯(lián)于輸入端的采樣電阻為

14、2.0，因此功率為圖示值除以2。半載時輸出功率為:12.3662/10=15.29W，全載時輸出功率為：12.2552/5=30.04W。電路正常工作時，漏極電壓波形如圖12所示。 4.1輸出電壓 在各種不同的負(fù)載狀況下，當(dāng)輸入電壓從90V變化到250V時，相應(yīng)輸出電壓測試結(jié)果如表1所示： 輸入電壓（V） 輸出電壓（V） 空載 半載（10） 滿載（5） 90 12.455 12.360 12.242 110 12.459 12.368 12.247 220 12.467 12.375 12.255 250 12.471 12.381 12.262 表1各種負(fù)載狀況下的輸出電壓4.2效率 實測各種負(fù)載狀況下的效率如表2所示。 負(fù)載 空載 半載（10） 滿載（5） 輸入功率（W） 300 2003 3602 輸出功率（W） 0 1529 3004 效率（） 0 7634 8340 表2各種負(fù)載狀況下的效率4.3輸出紋波電壓 實測輸出紋波電壓峰峰值半載時為40mV；滿載時為50mV。 5.結(jié)語介紹了一種