開關(guān)穩(wěn)壓電源(E題)設(shè)計報告_國賽一等獎_大學生電子設(shè)計競賽68046

1、開關(guān)穩(wěn)壓電源（E題）摘 要本系統(tǒng)以Boost升壓斬波電路為核心，以MSP430單片機為主控制器和PWM信號發(fā)生器，根據(jù)反饋信號對PWM信號做出調(diào)整，進行可靠的閉環(huán)控制，從而實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。系統(tǒng)輸出直流電壓30V36V 可調(diào)，可以通過鍵盤設(shè)定和步進調(diào)整，最大輸出電流達到2A，電壓調(diào)整率和負載調(diào)整率低，DC-DC變換器的效率達到93.97%。能對輸入電壓、輸出電壓和輸出電流進行測量和顯示。系統(tǒng)特色：1）輸出電壓反饋采用“同步采樣”方式，能有效避免電壓尖峰對信號檢測的影響。2）采用多種有效措施降低系統(tǒng)的電磁干擾（EMI），增強電磁兼容性（EMC）。3）具有完善、可靠的保護功能，如：過流保護、反接保護、

2、 欠壓保護、過溫保護、防開機“浪涌”電流保護等，保證了系統(tǒng)的可靠性。1 方案論證1.1 DC-DC主回路拓撲方案一 間接直流變流電路：結(jié)構(gòu)如圖1-1所示，可以實現(xiàn)輸出端與輸入端的隔離，適合于輸入電壓與輸出電壓之比遠小于或遠大于1的情形，但由于采用多次變換，電路中的損耗較大，效率較低，而且結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜。圖1-1 間接直流變流電路方案二 Boost升壓斬波電路：拓撲結(jié)構(gòu)如圖1-2所示。開關(guān)的開通和關(guān)斷受外部PWM信號控制，電感L將交替地存儲和釋放能量，電感L儲能后使電壓泵升，而電容C可將輸出電壓保持住，輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系為UO=(ton+toff)，通過改變PWM控制信號的占空比可以相應(yīng)實現(xiàn)

3、輸出電壓的變化。該電路采取直接直流變流的方式實現(xiàn)升壓，電路結(jié)構(gòu)較為簡單，損耗較小，效率較高。圖1-2 Boost升壓斬波電路拓撲結(jié)構(gòu) 綜合比較，我們選擇方案二。1.2 控制方法及實現(xiàn)方案方案一 利用PWM專用芯片產(chǎn)生PWM控制信號。此法較易實現(xiàn)，工作較穩(wěn)定，但不易實現(xiàn)輸出電壓的鍵盤設(shè)定和步進調(diào)整。方案二 利用單片機產(chǎn)生PWM控制信號。讓單片機根據(jù)反饋信號對PWM信號做出相應(yīng)調(diào)整以實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。這種方案實現(xiàn)起來較為靈活，可以通過調(diào)試針對本身系統(tǒng)做出配套的優(yōu)化。但是系統(tǒng)調(diào)試比較復(fù)雜。在這里我們選擇方案二。1.3 系統(tǒng)總體框圖圖1-3 系統(tǒng)總體框圖1.4 提高效率的方法及實現(xiàn)方案1） Boost升壓

4、斬波電路中開關(guān)管的選?。弘娏w管（GTR）耐壓高、工作頻率較低、開關(guān)損耗大；電力場效應(yīng)管（Power MOSFET）開關(guān)損耗小、工作頻率較高。從工作頻率和降低損耗的角度考慮，選擇電力場效應(yīng)管作為開關(guān)管。2） 選擇合適的開關(guān)工作頻率：為降低開關(guān)損耗，應(yīng)盡量降低工作頻率；為避免產(chǎn)生噪聲，工作頻率不應(yīng)在音頻內(nèi)。綜合考慮后，我們把開關(guān)頻率設(shè)定為20kHz。3） Boost升壓電路中二極管的選?。洪_關(guān)電源對于二極管的開關(guān)速度要求較高，可從快速恢復(fù)二極管和肖特基二極管中加以選擇。與快速恢復(fù)二極管相比，肖特基二極管具有正向壓降很小、恢復(fù)時間更短的優(yōu)點，但反向耐壓較低，多用于低壓場合。考慮到降低損耗和低壓應(yīng)

5、用的實際，選擇肖特基二極管。4） 控制電路及保護電路的措施：控制電路采取超低功耗單片機MSP430，其工作電流僅280A；顯示采取低功耗LCD；控制及保護電路的電源采取了降低功耗的方式，具體實現(xiàn)見附錄圖2，單片機由低功耗穩(wěn)壓芯片HT7133單獨供電。2 電路設(shè)計與參數(shù)計算2.1 Boost升壓電路器件的選擇及參數(shù)計算Boost升壓電路包括驅(qū)動電路和Boost升壓基本電路，如圖2-1所示。圖2-1 Boost升壓電路 (a)PWM驅(qū)動電路 （b）Boost升壓基本電路 2.1.1 開關(guān)場效應(yīng)管的選擇選擇導通電阻小的IRF540作為開關(guān)管，其導通電阻僅為77m（VGS=10V, ID=17A）。I

6、RF540擊穿電壓VDSS為55V ，漏極電流最大值為28A（VGS =10 V， 25°C），允許最大管耗PCM可達50W，完全滿足電路要求。2.1.2 PWM驅(qū)動電路器件的選擇單片機I/O口輸出電壓較低、驅(qū)動能力不強，我們使用專用驅(qū)動芯片IR2302。其導通上升時間和關(guān)斷下降時間分別為130 ns和50 ns，可以實現(xiàn)電力場效應(yīng)管的高速開通和關(guān)斷。IR2302還具有欠壓保護功能。2.1.3 肖特基二極管的選擇選擇ESAD85M-009型肖特基二極管，其導通壓降小，通過1 A電流時僅為0.35V，并且恢復(fù)時間短。實際使用時為降低導通壓降將兩個肖特基二極管并聯(lián)。2.1.4 電感的參數(shù)

7、計算1） 電感值的計算： 其中，m是脈動電流與平均電流之比取為0.25，開關(guān)頻率f=20 kHz,輸出電壓為36V時，LB=527.48H，取530H。2） 電感線徑的計算：最大電流IL為2.5A，電流密度J取4 A/mm2，線徑為d,則由得d=0.892 mm,工作頻率為20kHz,需考慮趨膚效應(yīng)，制作中采取多線并繞方式，既不過流使用，又避免了趨膚效應(yīng)導致漆包線有效面積的減小。2.1.5 電容的參數(shù)計算 其中，UO為負載電壓變化量，取20 mV,f=20kHz,UO=36V時,CB=1465F,取為2000F，實際電路中用多只電容并聯(lián)實現(xiàn)，減小電容的串聯(lián)等效電阻（ESR），起到減小輸出電壓紋

8、波的作用，更好地實現(xiàn)穩(wěn)壓。2.2 輸出濾波電路的設(shè)計與參數(shù)計算 （見附錄）2.3 控制電路的設(shè)計與參數(shù)計算單片機根據(jù)電壓的設(shè)定值和電壓反饋信號調(diào)整PWM控制信號的占空比，實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出，同時，單片機與采樣電路相結(jié)合，將為系統(tǒng)提供過流保護、過熱保護、過壓保護等措施，并實現(xiàn)輸出電壓、輸出電流和輸入電壓的測量和顯示。PWM信號占空比 當U2=15V，UO=36V時，UIN=1.2*U2-2V=16V， 最大值DMAX=0.556；當U2=21V，UO=30V時，UIN=1.4*U2-2V=27.4V，最小值DMIN=0.087系統(tǒng)對于單片機A/D采樣精度的要求：題目中最高的精度要求為0.2%，欲達到這

9、一精度，A/D精度要達到1/500，即至少為9位A/D，MP430內(nèi)置A/D為12位，只要合理設(shè)定測量范圍，完全可以達到題目的精度要求。2.4 保護電路的設(shè)計與參數(shù)計算2.4.1 過流保護 (共三級)1） 輸入過流保護在直流輸入端串聯(lián)一支保險絲（250V，5A），從而實現(xiàn)過流保護。2） 輸出過流保護 輸出端串接電流采樣電阻RTEST2，材料選用溫漂小的康銅絲。電壓信號需放大后送給單片機進行A/D采樣。過流故障解除后，系統(tǒng)將自動恢復(fù)正常供電狀態(tài)。3） 逐波過流保護 逐波過流保護在每個開關(guān)周期內(nèi)對電流進行檢測，過流時強行關(guān)斷，防止場效應(yīng)管燒壞。具體實現(xiàn)電路見附錄圖5（a）。考慮到MOS管開通時的尖

10、鋒電流可能使逐波過流保護電路誤動作，加入如附錄圖5（b）所示電路。2.4.2 反接保護反接保護功能由二極管和保險絲實現(xiàn)，電路如附錄圖3（a）。2.4.3 過熱保護通過熱敏電阻檢測場效應(yīng)管的溫度，溫度過高時關(guān)斷場效應(yīng)管。2.4.4 防開機“浪涌”保護用NTC電阻實現(xiàn)了對開機浪涌電流的抑制，見附錄圖3（a）。2.4.5 場效應(yīng)管欠壓保護利用IR2302的欠壓保護功能，對其電源電壓進行檢測，使場效應(yīng)管嚴格工作在非飽和區(qū)或截止區(qū)，防止場效應(yīng)管進入飽和區(qū)而損壞。2.5 數(shù)字設(shè)定及顯示電路的設(shè)計分別通過鍵盤和LCD實現(xiàn)數(shù)字設(shè)定和顯示。鍵盤用來設(shè)定和調(diào)整輸出電壓；輸出電壓、輸出電流和輸入電壓的量值通過LCD

11、顯示。電路接口見附錄。2.6 效率的分析及計算 （U2=18V,輸出電壓UO=36V,輸出電流IO=2A） DC-DC電路輸入電壓UIN=1.2*U2-2V=19.6V，信號占空比D1-UIN/UO=0.456，輸入電壓有效值IIN=IO/（1-D）=3.676A， 輸出功率PO=UO*IO=72 W下面計算電路中的損耗P損耗：1） Boost電路中電感的損耗： 其中，DCR1為電感的直流電阻，取為50 m，代入可得PDCR1=0.68 W2） Boost電路中開關(guān)管的損耗開關(guān)損耗 PSW=0.5*UIN*IIN（tr+tf）*f其中，tr是開關(guān)上升時間，為190ns,tf是開關(guān)下降時間，為1

12、10ns,f是開關(guān)頻率，為20 kHz,代入可得 PSW=0.2160 W導通損耗 其中，導通電阻RDSON=77 m，電流感應(yīng)電阻RSNS取0.1 ，代入得PC=1.23 W3） 肖特基二極管的損耗 流過二極管的電流值與輸出電流I0相等，則二極管損耗其中，IO=2 A,取二極管壓降VD為0.35 V，代入可得PD=0.7 W4） 兩只采樣電阻上的總損耗為0.9 W （計算過程見附錄2） 其他部分的損耗約為0.8 W，具體計算過程見附錄2。綜上，電路中的總損耗功率P損耗=4.5WDC-DC變換器的效率= PO /（PO+P損耗）=94%2.7 系統(tǒng)特色：1輸出電壓反饋采用“同步采樣”方式，有效

13、地避免了電壓尖峰對信號檢測的影響。軟件濾波可降低毛刺干擾，但不能從根本上減小干擾。 “同步采樣”法是根據(jù)開關(guān)毛刺的可預(yù)測性（集中在開關(guān)瞬間，持續(xù)時間不超過2S），在開關(guān)管動作后2S再采樣，避免采到毛刺，提高了反饋信號的準確度和穩(wěn)定度。2采用多種措施降低系統(tǒng)的電磁干擾（EMI），如：開關(guān)頻率較低，降低了EMI；單片機內(nèi)部的時鐘源壓控震蕩器（DCO）采用了抖頻技術(shù)，使EMI能量分散在各個頻率點上，降低了EMI的峰值；產(chǎn)生PWM信號時也使用了抖頻技術(shù)，即實現(xiàn)了用較少位數(shù)的PWM產(chǎn)生較多的控制階數(shù)，又減少了EMI。3具有多重保護措施，保證了系統(tǒng)的高可靠性。3 軟件設(shè)計 （主要流程圖如圖3-1所示）圖3

14、-1 主要流程圖程序說明:本程序主要通過鍵盤設(shè)定輸出電壓值,利用PI算法控制PWM的占空比，實現(xiàn)電壓穩(wěn)定輸出.并且為了減少干擾,軟件采用同步采樣的方法,即在PWM上升沿后2微秒,再去采樣,這樣就可以避免采樣到毛刺,進行錯誤的判斷,導致輸出電壓不穩(wěn),再根據(jù)一些其它的反饋采樣值進行調(diào)整,保證系統(tǒng)可以安全可靠穩(wěn)定的工作。4 系統(tǒng)測試及結(jié)果分析4.1 測試使用的儀器 （如表4.1所示）表4.1 測試使用的儀器設(shè)備序 號名稱、型號、規(guī)格數(shù)量備注1FLUKE 15B 萬用表4美國福祿克公司2TDGC-2接觸調(diào)壓器（0.5KVA）1上海松特電器有限公司3KENWOOD CS-4125 示波器1帶寬20MHz

15、4.2 測試方法 （連接如圖4-1所示）圖4-1 測試連接圖4.3 測試數(shù)據(jù)4.3.1 電壓調(diào)整率SU測試 （測試條件：IO=2A，UO=36V）U2=15V時，UO1=35.98V；U2=21V時，UO2=36.13V。電壓調(diào)整率SU=（UO2-UO1）/UO1=0.42%。4.3.2 負載調(diào)整率SI測試 （測試條件：U2=18V，UO=36V）IO=0A時，UO3=36.29V；IO=2A時，UO4=36.04V。負載調(diào)整率SI=（UO3-UO4）/UO3=0.69%。4.3.3 DC-DC轉(zhuǎn)換器效率測試（測試條件：IO=2A，UO=36V，U2=18V）UIN=19.5V，IIN=3.8

16、8A；UO=36.00V，IO=1.975A。DC-DC轉(zhuǎn)換器效率=UOIO/UINIIN=93.97%。4.4 測試結(jié)果分析4.4.1 測試數(shù)據(jù)與設(shè)計指標的比較 （如表4.2所示）表4.2測試數(shù)據(jù)與設(shè)計指標的比較測試項目基本要求發(fā)揮要求電路測試結(jié)果輸出電壓可調(diào)范圍30V-36V實現(xiàn)最大輸出電流2A實現(xiàn)電壓調(diào)整率20.2%0.42%負載調(diào)整率50.5%0.69%輸出噪聲電壓峰峰值1VPP1.8 VPPDC-DC變換器效率70%85%93.97%過流保護動作電流2.5±0.2A故障排除后自動恢復(fù)動作電流2.53A，可以自動恢復(fù)。輸出電壓設(shè)定和步進調(diào)整步進1V，測量和顯示電壓電流實現(xiàn)，步

17、進可達0.1V。其他完整可靠的保護電路4.4.2 產(chǎn)生偏差的原因1） 對效率等進行理論分析和計算時，采用的是器件參數(shù)的典型值，但實際器件的參數(shù)具有明顯的離散性，電路性能很可能因此無法達到理論分析值。2） 電路的制作工藝并非理想的，會增加電路中的損耗。4.4.3 改進方法1） 使用性能更好的器件，如換用導通電阻更小的電力MOS管，采用低阻電容。2） 使用軟開關(guān)技術(shù)，進一步減小電力MOS管的開關(guān)損耗；3） 采用同步式開關(guān)電源的方案，用電力MOS管代替肖特基二極管以減小損耗；4） 優(yōu)化軟件控制算法，進一步減小電壓調(diào)整率和負載調(diào)整率。5 結(jié)論本電路結(jié)構(gòu)簡單，功能齊全，性能優(yōu)良，除個別指標外均達到并超過

18、了題目要求。保護電路完善，使用更安全。使用同步采樣技術(shù)和多種抗EMI技術(shù)使得本電路更加環(huán)保。由于時間緊張，任務(wù)較為繁重，本電路尚有不足之處，如輸出紋波偏大等。這些都是以后我們努力和改進的方向。附錄1 電路原理圖圖1 開關(guān)穩(wěn)壓電源電路圖2 單片機最小系統(tǒng)圖3 保護電路 （a）輸入保護電路 （b）過熱保護電路圖4 輸出過流保護電路圖5 逐波過流保護電路附錄 2 效率計算完整過程 電路中的主要損耗已在正文中進行了計算，下面給出其他部分損耗的計算過程：1. Boost電路中電容的損耗 輸出電流有效值代入數(shù)據(jù)得 IO-RMS=2.069 A而電容的損耗 等效串聯(lián)電阻ESR取為10 m，代入得PCO1=0.0428 W2. 輸出濾波電路的損耗：1） 電容的損耗 計算方法與求PCO1相同，可求得PCO2=0.0428 W2） 電感的損耗 其中，DCR2為電感的直流電阻，取為50 m，又IO=2A， 代入可得PDCR2=0.20 W3. PWM驅(qū)動部分的損耗1） 驅(qū)動芯片IR2302的靜態(tài)損耗為12 mW（可忽略）2） IR2302驅(qū)動電路的動態(tài)損耗 其中，導通控制電壓UGSON=12V，場效應(yīng)管輸入電容