現(xiàn)代通信原理(04-2)

1、2021-7-201 現(xiàn)代通信原理 第四章 模擬角度調(diào)制(2) 2021-7-202 4.7 4.7 調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能 一. 基本模型 2021-7-203 下圖為帶通濾波器特性 2021-7-204 4.7.1非相干解調(diào)的抗噪性能 解調(diào)器輸入端噪聲功率為： 調(diào)頻信號為： 2021-7-205 輸入信噪比 解調(diào)器輸入端信號功率為： 2021-7-206 非相干解調(diào)器的輸入端加入的總和信號 y(t)=SFM(t)+ni(t) 其中窄帶噪聲 ni(t)=nI(t)cosct-nQ(t)sinct =V(t)cosct+(t) 2021-7-207 1、大信噪比情況 2021-7-208 上式中

2、(t)為調(diào)頻信號的瞬時相位，V(t)為窄帶 高斯噪聲的瞬時幅度，(t)窄帶高斯噪聲的瞬時相位。 上面兩個同頻余弦合成為下面的一個余弦波。 這里B(t)對解調(diào)器的輸出無影響，只有(t)是需要 關(guān)心的。 2021-7-209 三個矢量如下，分別表示信號、噪聲和合成矢量。 大信噪比時， 構(gòu)成如圖所示的 矢量關(guān)系。 2021-7-2010 大信噪比 2021-7-2011 鑒頻器輸出 其中 上式中，第一項是信號項，第二項是噪聲項。 2021-7-2012 解調(diào)輸出信號為： 輸出信號功率為： 2021-7-2013 由于窄帶高斯噪聲的瞬時相位在（由于窄帶高斯噪聲的瞬時相位在（- - ， ）范）范 圍內(nèi)服

3、從均勻分布。所以：圍內(nèi)服從均勻分布。所以： 2021-7-2014 則理想微分網(wǎng)絡(luò)的為 式4-101中，鑒頻后輸出噪聲項為 nd(t)具有功率譜密度n0，噪聲的時域求導(dǎo)對應(yīng) 于頻域乘以j，相當(dāng)于噪聲通過了一個微分網(wǎng)絡(luò)。 2021-7-2015 所以解調(diào)器輸出噪聲的功率譜密度為 S Sno no()= ()= 2021-7-2016 2021-7-2017 LPF 濾除調(diào)制信號頻帶以外的頻率分量后， 噪聲功率為： 2021-7-2018 解調(diào)器的輸出信噪比 2021-7-2019 信噪比增益 寬帶調(diào)制時，fmaxfm ，BFM 2fmax 2021-7-2020 寬帶單頻調(diào)制時DFM=FM 20

4、21-7-2021 單頻寬帶調(diào)頻的信噪比增益 大信噪比時的寬帶調(diào)頻系統(tǒng)的解調(diào)信噪 比增益是很大的，與調(diào)頻指數(shù)的立方成 正比。 例如調(diào)頻廣播FM=5，信噪比增益為450。 例4-5 2021-7-2022 FM 與AM 抗噪聲性能比較：單頻調(diào)制 2021-7-2023 2021-7-2024 當(dāng)AM和FM輸入信號功率相等時，有 當(dāng)調(diào)幅系數(shù)AM=1（臨界調(diào)幅）時，輸入調(diào)幅 信號功率 而調(diào)頻信號功率為 2021-7-2025 信噪比之比： 輸出信噪比： 2021-7-2026 4.7.2. 門限效應(yīng) 對于小信噪比情況，噪聲遠遠大于信號的 時候，有門限效應(yīng)產(chǎn)生，使鑒頻器的輸出信號 失真。 2021-7

5、-2027 小信噪比情況， 上式中第一項主要是噪聲相角，第二項也非常 小，信號完全被噪聲淹沒，輸出信噪比急劇下降， 稱為。 2021-7-2028 一、怎樣判斷發(fā)生了門限效應(yīng) 1、只發(fā)載波信號，觀察鑒頻器輸出，當(dāng)信噪比很 大時，只輸出如左圖所示的高斯噪聲。 2、減少信號或增加噪聲，當(dāng)鑒頻器輸出出現(xiàn)了右 圖所示的尖脈沖，則判斷出現(xiàn)了“門限效應(yīng)”。 2021-7-2029 圖4-23 低信噪比時的矢量圖 圖4-24 低信噪比時的相位跳變 2021-7-2030 單頻正弦調(diào)制情況下，門限值以下的輸出信噪比： 二、門限效應(yīng)與調(diào)頻指數(shù)的關(guān)系 2021-7-2031 1.(Si/Ni)FM10dB 時，輸

6、出信噪比和輸入信噪比呈 線性關(guān)系，即(Si/Ni)FM 足夠大時 2.FM 越大，發(fā)生門限效應(yīng)的轉(zhuǎn)折點也越高，但 轉(zhuǎn)折點之上輸出信噪比的改善則越明顯。 2021-7-2032 2021-7-2033 三. 相干解調(diào)(用于窄帶調(diào)頻）的抗噪聲性能 窄帶調(diào)頻信號采用相干解調(diào)，其抗噪聲模型如 下圖所示： 2021-7-2034 經(jīng)相干解調(diào)（與本振相乘、低通濾波和微分）得到： 其中第一項為有用信號、第二項為噪聲。因此 2021-7-2035 輸出信號功率 噪聲功率譜 輸出噪聲功率 輸出信噪比 輸入信噪比 2021-7-2036 得信噪比增益： 最大角頻偏 2021-7-2037 2021-7-2038

7、語音和圖像信號低頻段能量大，高頻段信號能 量明顯?。欢b頻器輸出噪聲的功率譜密度隨頻率 的平方而增加（低頻噪聲小，高頻噪聲大），造成 信號的低頻信噪比很大，而高頻信噪比明顯不足， 使高頻傳輸困難。 調(diào)頻收發(fā)技術(shù)中，通常采用預(yù)加重和去加重技 術(shù)來解決這一問題。 ：發(fā)送端對輸入信號高 頻分量的提升。 ：解調(diào)后對高頻分量的 壓低。 2021-7-2039 預(yù)加重特性的選擇標(biāo)準(zhǔn)解調(diào)輸出的噪聲功 率譜具有平坦特性。 由于調(diào)頻解調(diào)的微分作用將使噪聲功率譜呈 拋物線特性，所以對于信號也取相同的加重特性。 預(yù)加重網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù) 去加重網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù) 2021-7-2040 2021-7-2041 解調(diào)輸出噪聲功率

8、譜 去加重傳遞函數(shù) 去加重后噪聲功率 無去加重時噪聲功率 信噪比改善值 2021-7-2042 2021-7-2043 4.9 4.9 改善門限效應(yīng)的解調(diào)方法 門限擴展技術(shù)出現(xiàn)門限效應(yīng)的轉(zhuǎn)折點盡可能向低輸 入信噪比方向擴展. 基本方法減小鑒頻前的等效帶寬，從而提高等效 信 噪比。 2021-7-2044 一.反饋解調(diào)器 壓控振蕩器(Voltage Control Oscillator,VCO)是一個正弦信號發(fā)生器，它的瞬 時頻率受解調(diào)輸出的控制。 如下圖,設(shè)中心頻率為C-I ,I是帶通濾波器 的中心頻率,是調(diào)頻信號的載頻。 2021-7-2045 VCO 的輸出角頻率 VCO的輸出信號為調(diào)頻波

9、 解調(diào)器的輸入為調(diào)頻信號（來自發(fā)射機） 2021-7-2046 相乘后輸出信號 2021-7-2047 帶通濾波器的輸出 鑒頻器的輸出 2021-7-2048 鑒頻器輸入信號的瞬時角頻率 解上式方程，解出SO(t)，得出解調(diào)器輸出信號 2021-7-2049 調(diào)頻波的頻偏為原來的1/(1+KDKVCO)倍 =BPF 的帶寬是輸入調(diào)頻信號的1/(1+KDKVCO)倍 =噪聲功率減小為原來的1/(1+KDKVCO)倍 =鑒頻器的等效信噪比提高為原來的(1+KDKVCO) 倍 從而改善了門限效應(yīng) 2021-7-2050 二. 鎖相環(huán)解調(diào)器 2021-7-2051 上圖中壓控振蕩器的的中心頻率設(shè)為調(diào)頻

10、 載波頻率C，但與原載波有-900的相移。 瞬時角頻率是對以上兩個式子中瞬時的求導(dǎo)，有 2021-7-2052 對于鎖相環(huán)路來說，相位鎖定后 所以有 實現(xiàn)了解調(diào)。 2021-7-2053 這里有兩個問題： 1、鎖相過程：因為 所以乘法器輸出信號： 2021-7-2054 環(huán)路低通濾波后： 1、當(dāng)(1- 2)增加時，SO(t)增加，將導(dǎo)致2增加,又使 (1- 2)減小，使2總是跟蹤1的變化，實現(xiàn)了鎖相。. 2、由于2總是跟蹤1的變化，使得(1- 2)很小， 可以將環(huán)路濾波器的帶通做的非常小，使噪聲功率 降到最小，降低了門限，增加了輸出信噪比。 2021-7-2055 自測題自測題 （1） 單頻調(diào)頻時，調(diào)頻指數(shù)對調(diào)頻信號各頻 率分量功率分配有什么影響？ （2） 將窄帶調(diào)頻與雙邊帶調(diào)幅作一比較。 （3） 用鑒頻器對經(jīng)過加性白色噪聲信道的調(diào) 頻信號進行解調(diào)時，輸出