同步整流技術(shù)總結(jié)匯編

1、學(xué)習(xí) - 好資料同步整流總結(jié)1概述近年來，為了適應(yīng)微處理器的發(fā)展，模塊電源的發(fā)展呈現(xiàn)兩個(gè)明顯的發(fā)展趨勢(shì)：低壓和快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)， 在過去的 10 年中，模塊電源大大改善了分布式供電系統(tǒng)的面貌。即使是在對(duì)成本敏感器件如線路卡，單板安裝， 模塊電源也提供了誘人的解決方案。然而，高速處理器持續(xù)降低的工作電壓需要一個(gè)全新的，適應(yīng)未來的電壓方案，尤其考慮到肖特級(jí)二極管整流模塊不能令人滿意的效率。同步整流電路正是為了適應(yīng)低壓輸出要求應(yīng)運(yùn)而生的。 由于一般的肖特基二極管的正向壓降為0.3V 以上，在低壓輸出時(shí)模塊的效率就不能做的很高，有資料表明采用肖特基二極管的隔離式DC-DC模塊電源的效率可以按照下式進(jìn)行估算

2、：VoutVout(0.1 Vou tVcuV f )0.1 Vou t 原邊和控制電路損耗Vcu 印制板的線路損耗V f 整流管導(dǎo)通壓降損耗我們假設(shè)采用0.4V 的肖特基整流二極管，印制板的線路損耗為0.1V ，則 1.8V的模塊最大的估算效率為72%。這意味著 28% 的能量被模塊內(nèi)部損耗了。其中由于二極管導(dǎo)通壓降造成的損耗占了約15%。隨著半導(dǎo)體工藝的發(fā)展，低壓功率MOS 管的的有著越來越小的通態(tài)電阻，越來越低的開關(guān)損耗，現(xiàn)在IR 公司最新的技術(shù)可以制作30V/2.5m 的 MOS 管，在電流為15A 時(shí)，導(dǎo)通壓降為0.0375，比采用肖特基二極管低了一個(gè)數(shù)量級(jí)。所以近年來對(duì)同步整流電路

3、的研究已經(jīng)引起了人們的極大關(guān)注。在中大功率低壓輸出的 DC-DC 變換器的產(chǎn)品開發(fā)中，采用低壓功率MOSFET 替代肖特基二極管的方案得到了廣泛的認(rèn)同。今天，采用同步整流技術(shù)的ON-BOARD 模塊已經(jīng)廣泛應(yīng)用于通訊的所有領(lǐng)域。2 同步整流電路的工作原理VIN+L1VOUT +VT 2VD2T1C1VT 1VT 3VD3C2DRVVIN-VOUT -更多精品文檔學(xué)習(xí) - 好資料圖 1 采用同步整流的正激電路示意圖(無復(fù)位繞組 )同步整流電路與普通整流電路的區(qū)別在于它采用了MOS 管代替二極管， 而 MOS 管是它驅(qū)的開關(guān)器件， 必須采用一定的方式控制MOS 管的開關(guān)。同步整流電路中功率MOS管

4、的驅(qū)動(dòng)方式主要有兩種：自驅(qū)動(dòng)和它驅(qū)動(dòng)。它驅(qū)動(dòng)的方式與普通MOS 管的驅(qū)動(dòng)方式相同，通過控制電路控制整流和續(xù)流MOS 管的柵源電壓實(shí)現(xiàn)同步開關(guān)的目的。而自驅(qū)動(dòng)一般應(yīng)用于隔離式的變換器中，下面舉個(gè)個(gè)例子說明上圖是同步整流電路在正激電路中應(yīng)用的實(shí)例，從圖中可以看出，整流管VT3 和續(xù)流管 VT2的驅(qū)動(dòng)電壓從變壓器的副邊繞組取出，加在 MOS 管的柵 G 和漏 D 之間，如果在獨(dú)立的電路中MOS 管這樣應(yīng)用不能完全開通，損耗很大，但用在同步整流時(shí)是可行的簡化方案。由于這兩個(gè)管子開關(guān)狀態(tài)互瑣，一個(gè)管子開，另一個(gè)管子關(guān)，所以我們只簡要分析電感電流連續(xù)時(shí)的開通情況，我們知道 MOS 管具有體內(nèi)寄生的反并聯(lián)二

5、極管，這樣電感電流連續(xù)應(yīng)用時(shí)，MOS管在真正開通之前并聯(lián)的二極管已經(jīng)開通，把源 S 和漏 D 相對(duì)柵的電平保持一致，加在GD 之間的電壓等同于加在GS 之間的電壓， 這樣變壓器副邊繞組同銘端為正時(shí)，整流管VT3 的柵漏電壓為正，整流管零壓開通，當(dāng)變壓器副邊繞組為負(fù)時(shí)，續(xù)流管VT2 開通，濾波電感續(xù)流。3 同步整流電路的應(yīng)用設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)同步整流電路的概念由來已久，不過在產(chǎn)品中大量應(yīng)用只是最近幾年的事。這一方面是因?yàn)榘雽?dǎo)體技術(shù)的發(fā)展，另一方面在隔離式變換器中采用同步整流也存在一定的問題。下面以圖1 為例進(jìn)行詳細(xì)的說明3.1輕載效率低和同步整流管電壓尖峰。由于功率MOS管開通后為雙向?qū)щ娖骷?，輸出濾

6、波電感的電流不可能不連續(xù)，當(dāng)輕載或空載時(shí)， 輸出濾波電感的電流下降到0 后會(huì)繼續(xù)反方向增加，直到整流二極管開通。這樣雖然空載穩(wěn)定性很容易保證，但這時(shí)造成續(xù)流管和濾波電感的一個(gè)環(huán)流，形成濾波電感的鐵損和銅損以及續(xù)流管和輸出線路阻抗損耗比采用肖特基二極管的模塊電源效率低。這種狀況下，由于濾波電感的反向電流，續(xù)流管的并聯(lián)體二極管反向，如果續(xù)流管的關(guān)斷和整流管的開通之間的死區(qū)時(shí)間較長，續(xù)流管關(guān)斷后，整流管沒有開通，由于輸出濾波電感的電流突變，就會(huì)造成續(xù)流管漏源和整流管柵源電壓尖峰，損壞同步整流電路。在一般的 MOS管中，由于柵源電壓比漏源電壓低很多，這樣整流管損壞的概率比續(xù)流管大。所以在同步整流電路的

7、設(shè)計(jì)中，一般輸出濾波電感的電感量在設(shè)計(jì)允許的條件下盡量大，這樣電感電流的上升和下降緩慢，可以大大降低電感電流的最大值，減小模塊的空載損耗。但這種設(shè)計(jì)又會(huì)造成模塊電源的輸出動(dòng)態(tài)響應(yīng)太慢，所以還有一種解決更多精品文檔學(xué)習(xí) - 好資料方式是通過濾波電感電流檢測(cè)控制整流和續(xù)流二極管開關(guān)條件，不允許電流反向。這種設(shè)計(jì)已經(jīng)有產(chǎn)品應(yīng)用。3.2驅(qū)動(dòng)不足和驅(qū)動(dòng)過壓在圖 1 所示的同步整流電路中，如果變壓器副邊電壓在主功率管開通之間已經(jīng)復(fù)位到零，會(huì)造成續(xù)流管驅(qū)動(dòng)電壓提前為零，輸出濾波電感通過并聯(lián)的體二極管續(xù)流，增加模塊的損耗。另外最大和最小占空比的選擇很關(guān)鍵，如果占空比選擇不合適，在輸入電壓變化時(shí)也有可能造成整流

8、管或續(xù)流管驅(qū)動(dòng)電壓不足或過壓，前者會(huì)造成模塊的效率低下，后者會(huì)造成模塊電源的失效。所以設(shè)計(jì)時(shí)一定要仔細(xì)計(jì)算模塊電源變壓器的驅(qū)動(dòng)電壓大小，限制控制芯片的最大驅(qū)動(dòng)脈寬，必要時(shí)輸入采用過壓和欠壓保護(hù)電路，確保不發(fā)生驅(qū)動(dòng)過壓和欠壓，同時(shí)要選用合適的電路拓?fù)洌M量減小開關(guān)尖峰對(duì)驅(qū)動(dòng)電壓的影響。如果設(shè)計(jì)指標(biāo)不能滿足，可采用附加的驅(qū)動(dòng)電路或采用獨(dú)立的驅(qū)動(dòng)繞組。論文中也有人在二次電源中采用兩級(jí)變換來保證同步整流電壓的恒定，前一級(jí)變換采用BUCK電路進(jìn)行預(yù)穩(wěn)壓后進(jìn)行隔離降壓變換。這樣后一級(jí)變換的占空比固定為50%左右，增加了同步整流電路的可靠性。3.3不能直接并聯(lián)當(dāng)采用圖1 所示的同步整流電路的模塊直接把輸出端

9、接在一起進(jìn)行并聯(lián)時(shí)，相當(dāng)于在模塊的輸出端并聯(lián)了一個(gè)電壓源，這樣通過邊壓器副邊繞組可以把驅(qū)動(dòng)電壓直接加到續(xù)流二極管的GS之間，會(huì)造成續(xù)流管的損壞和另一模塊輸出電壓的短路。當(dāng)然可以采用獨(dú)立的驅(qū)動(dòng)繞組解決這個(gè)問題，但這又增加了變壓器設(shè)計(jì)難度，降低了變壓器磁芯利用率。同時(shí)雙同步整流模塊直接并聯(lián)也會(huì)造成模塊之間的環(huán)流，增加模塊的損耗。4 同步整流電路的選擇依據(jù)雖然同步整流電路可以提高模塊電源的效率，但同步整流電路的應(yīng)用面還是比較窄的。采用同步整流電路的一個(gè)主要目的是提高模塊的效率，當(dāng)模塊的效率低于采用肖特基二極管時(shí)，采用同住整流電路也就失去了意義。下面介紹同步整流電路的選擇依據(jù)。從上面的介紹我們可以看出

10、，同步整流電路的應(yīng)用只限于低壓大功率輸出的模塊，目前主要的應(yīng)用為輸出電壓小于等于5V 的模塊。原因除了輕載效率低以外，還有比較重要的一點(diǎn)在于功率半導(dǎo)體器件發(fā)展的滯后。在高壓輸出的應(yīng)用中，僅通態(tài)壓降一項(xiàng)指標(biāo)就很難選擇在額定輸出電流下低于快恢復(fù)或超快恢復(fù)二極管正向壓降的整流MOS管。另外在低壓應(yīng)用時(shí)，采用同步整流電路的應(yīng)用面也有一定的局限, 下面具體介紹。首先我們考察一下用戶希望的模塊性能。近幾年的便攜式設(shè)備包括電子筆記本，計(jì)算器，遠(yuǎn)程控制器，傳呼機(jī)，手提電話等，電壓為1.1-1.8V ，其特點(diǎn)是負(fù)載變化大，多更多精品文檔學(xué)習(xí) - 好資料數(shù)情況下工作低于備用模式，長期輕載運(yùn)行。要求DC-DC變換器

11、具有如下特征：a) 負(fù)載變化的整個(gè)范圍內(nèi)效率高。b) 輸出電壓低（ CMOS電路的損耗與電壓的平方成正比，供電電壓低， 則電路損耗?。?。c) 功率密度高。 為了迎合這這種發(fā)展，一種比較簡潔的解決方案是提高模塊的開關(guān)頻率，但在頻率提高以后，同步整流電路的優(yōu)點(diǎn)逐漸減弱。從上面的介紹我們可以看出，同步整流電路通過一定的處理雖然可以滿足a) ，但頻率增加以后，MOS管整流河肖特基二極管整流的損耗發(fā)生了很大變化。圖2 和圖 3 是一些學(xué)者做出的同步整流電路和一般肖特基二極管整流電路效率對(duì)比曲線的仿真結(jié)果。試驗(yàn)條件：輸入電壓Vin=5V輸出電壓Vout=2.0VBUCK 開關(guān)管為 P 溝道 MOSFET

12、 ， Rdson=29m， Qs=22.5nC，Vgs=5V ，開關(guān)時(shí)間 tr=20ns ， tf=30ns采用的肖特基二極管的參數(shù)Vf=0.3V3Apk Tj=75oC， If(A V)max=3A同步整流電路中的續(xù)流管為N 溝道 MOSFET ，Rdson=18m ，Qs=22.5 nC ，開關(guān)時(shí)間 tr=15ns， tf=30ns同步整流電路兩路驅(qū)動(dòng)的死區(qū)時(shí)間為60ns紋波電流和平均電流之間的比值為50%-60% 。電路拓?fù)洌篞1LD1+CRL_VINQ1L+Q2CRL_VIN更多精品文檔學(xué)習(xí) - 好資料9492908886%84率效8280787674721 23 45 67 8 91

13、 234567892.1 . .0 00 00 00 0 01 11111111 r （ i ， 10， 2） s（ i ， 10， 2） r （ i ， 6， 2） s（ i ， 6， 2）fsMHz圖 2同步整流電路和采用肖特基二極管電路效率隨頻率的變化曲線圖 2 中， s（ i ， 10， 2） s 代表同步整流電路，i 表示開關(guān)頻率，10 表示輸出電流，第三項(xiàng)表示主開關(guān)和同步整流開管并聯(lián)的MOS 管數(shù)量。從上表可以看出，采用同步整流電路在電流大于10A ，開關(guān)頻率大于700KHZ 以后于普通的肖特基爾基二極管整流電路相比效率要低。 在開關(guān)頻率低于800KHZ 的場(chǎng)合， 采用同步整流電路

14、具有更好的表現(xiàn)。908886848280787674727068660123456789101112 r （ 1.5 ， j ， 2） s（ 1.5 ， j ， 2） r （ 0.6 ， j ， 2） s（ 0.6 ， j ， 2）圖 3 同步整流電路和肖特基二極管整流電路在不同在不同負(fù)載下效率曲線圖 2 表明了在同步整流電路和肖特級(jí)二極管整流電路中，隨著負(fù)載變化效率的變化情況，我們可以看出，在 1.5MHz 的開關(guān)頻率，在全負(fù)載范圍內(nèi)，肖特基二極管整流電路比同步整流電路具有更高的效率，在600KHz 的開關(guān)頻率，電流小于 9A 時(shí)采用同步整流電路具有更高的效率，當(dāng)電流大于9A 時(shí)，采用肖特基

15、二極管整流具有更高的效率。另外也有研究表明，如果模塊的占空比減小，采用同步整流電路與普通肖特基二極管整流電路效率分割點(diǎn)的頻率和電流也會(huì)呈上升的趨勢(shì)。反過來，分割點(diǎn)的頻率和電流更多精品文檔學(xué)習(xí) - 好資料呈下降的趨勢(shì)。這主要因?yàn)椴捎猛秸麟娐反嬖趦蓚€(gè)嚴(yán)重的制約因素：并聯(lián)的體內(nèi)二極管和必須的死區(qū)時(shí)間。這兩個(gè)因素大大限制了同步整流電路在大電流、高頻率的應(yīng)用。低壓，大電流，高開關(guān)頻率的應(yīng)用場(chǎng)合，肖特級(jí)二極管整流比采用同步整流電路具有更低的損耗。隨著微處理器和數(shù)字信號(hào)處理器的不斷發(fā)展，對(duì)芯片的供電電源的要求越來越高了。不論是功率密度、效率和動(dòng)態(tài)響應(yīng)等方面都有了新要求，特別是要求輸出電壓越來越低，電流卻

16、越來越大。輸出電壓會(huì)從過去的 3.3V 降低到 1.1 1.8V 之間，甚至更低 1 。從電源的角度來看，微處理器和數(shù)字信號(hào)處理器等都是電源的負(fù)載，而且它們都是動(dòng)態(tài)的負(fù)載，這就意味著負(fù)載電流會(huì)在瞬間變化很大，從過去的 13A/ s到將來的 30A/ s 50A/ s2 。這就要求有能夠輸出電壓低、電流大、動(dòng)態(tài)響應(yīng)好的變換器拓?fù)?。而?duì)稱半橋加倍流同步整流結(jié)構(gòu)的 DC/DC變換器是最能夠滿足上面的要求的 3 。本文對(duì)這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的變換器的工作原理作出了詳細(xì)的分析說明， 實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了它的合理性。1 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主電路拓?fù)淙鐖D 1中所示。由圖 1可以看出，輸入級(jí)的拓?fù)錇榘霕螂娐罚敵黾?jí)是倍流整流

17、加同步整流結(jié)構(gòu)。 由于要求電路輸出低壓大電流， 則倍流同步整流結(jié)構(gòu)是最合適的，這是因?yàn)椋簣D1 主電路拓?fù)涓嗑肺臋n學(xué)習(xí) - 好資料1）變壓器副邊只需一個(gè)繞組，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，它的副邊繞組數(shù)只有中間抽頭結(jié)構(gòu)的一半，所以損耗在副邊的功率相對(duì)較??；2）輸出有兩個(gè)濾波電感，兩個(gè)濾波電感上的電流相加后得到輸出負(fù)載電流，而這兩個(gè)電感上的電流紋波有相互抵消的作用， 所以，最終得到了很小的輸出電流紋波；3）流過每個(gè)濾波電感的平均電流只有輸出電流的一半， 與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，在輸出濾波電感上的損耗明顯減小了；4）較少的大電流連接線（ high current inter-connection ），在倍

18、流整流拓?fù)渲校母边叴箅娏鬟B接線只有 2路，而在中間抽頭的拓?fù)渲杏?3路；5）動(dòng)態(tài)響應(yīng)很好。它唯一的缺點(diǎn)就是需要兩個(gè)輸出濾波電感，在體積上相對(duì)要大些。但是，有一種叫集成磁（ integrated magnetic ）的方法，可以將它的兩個(gè)輸出濾波電感和變壓器都集成到同一個(gè)磁芯內(nèi)，這樣可以大大地減小變換器的體積。2 電路基本工作原理電路在一個(gè)周期內(nèi)可分為 4個(gè)不同的工作模式，如圖 2所示，理想的波形圖如圖 3 所示。(a) 模式 1t 0t 1(b) 模式 2t 1t 2更多精品文檔學(xué)習(xí) - 好資料(c) 模式 3t 2t 3(d) 模式 4t 3t 4圖2 工作模式圖圖3 工作波形圖模式 1

19、t 0 t 1在t=t 0時(shí)刻，開關(guān)管 S1導(dǎo)通，變壓器原邊兩端的電壓為正，且有Vp =Vin /2 ；而開關(guān)管 S2一直都處于關(guān)斷狀態(tài)， 由于 S1的導(dǎo)通， S2的漏源極電壓 （Vds2）被鉗位到輸入電壓， 即Vds2=Vin 。變壓器副邊電壓 Vsec為高電平， 同步開關(guān)管 SR1的門極也是高電平， SR1導(dǎo)通。此時(shí)，負(fù)載的電流等于兩個(gè)輸出電感電流之和，且全部流經(jīng) SR1。在這個(gè)模式下，濾波電感Lo1上的電流是增大的，而電感Lo2上的電更多精品文檔學(xué)習(xí) - 好資料更多精品文檔學(xué)習(xí) - 好資料流是減小的，它們的電流紋波有相互抵消的作用，所以，負(fù)載電流I o的紋波是很小的。模式 2t 1 t

20、2 在 t=t 1時(shí)刻， S1關(guān)斷。由于變壓器漏感 Lk 的存在，電流要繼續(xù)維持原來的方向，所以，如圖 3(b) 中所示，此時(shí)在變壓器原邊存在兩個(gè)回路，一個(gè)是由C1， Coss1， Lk 構(gòu)成，對(duì) S1的輸出結(jié)電容 Coss1充電；另一個(gè)是由 C2， Coss2，Lk構(gòu)成，對(duì)S2的輸出結(jié)電容 Coss2 進(jìn)行放電。 最后 S1及 S2的漏源極電壓都被鉗位在輸入電壓的一半，即 Vds2=Vds2=Vin /2 。同時(shí)，變壓器原邊的電壓此時(shí)為零，副邊也是零，此時(shí)，SR1及 SR2都處于導(dǎo)通狀態(tài)， 分別對(duì)兩個(gè)輸出電感上的電流進(jìn)行續(xù)流。 且兩個(gè)電感上的電流都是減小的，所以，最后得到的輸出負(fù)載電流（I