模擬集成電路中常用的單元電路.ppt

2019/7/12 韓 良,1,第八章 模擬集成電路中 常用單元電路,2019/7/12 韓 良,2,8-1 恒流源電路,恒流源電路的基本工作原理是基于一定的參考電流，提供一個與參考電流成一定比例關系的恒定電流。,恒流源電路是模擬集成電路中非常重要、廣泛應用的單元電路之一。由于它能提供恒定的工作電流和很高的動態(tài)電阻，常常用于提供穩(wěn)定的偏置電流和做放大器的負載電阻，以便獲得穩(wěn)定的電路性能和大的增益。,2019/7/12 韓 良,3,思考題 1. 恒流源單元電路有哪些種類？各自的特點有哪些？ 2. 恒流源作為有源負載有哪些特點？ 3. 設計恒流源時應注意哪些問題？,2019/7/12 韓 良,4,8.1.1 npn恒流源電路 1. 基本型電流鏡恒流源,設T1和T2完全相同 則： Ib1/Ib2 = Ic1 / Ic2,因此：Ir=Ic1+Ib1+Ib2 =Io+ 2Ib2 = Io (+2)/ ,因為： 1 所以：Ir Io,Ir= (V-VBE)/Rr,2019/7/12 韓 良,5,8.1.1 npn恒流源電路 1. 基本型電流鏡恒流源,該電路具有溫度補償作用：,溫度 Io Io Ic1 Ir VR (IrRr) Vb Ib,2019/7/12 韓 良,6,8.1.1 npn恒流源電路 2. 面積比恒流源,設T1和T2發(fā)射結面積為AE1和AE2 則： Ib1/Ib2 = Ic1 / Io = AE1/AE2,而： Ir= Ic1+ Ib1+Ib2 則:Ir =Io (AE1/AE2+AE1/AE2+1)/ 因為： 1， AE1/AE2值較小 所以：Ir IoAE1/AE2 即： Io / Ir = AE2/AE1,2019/7/12 韓 良,7,8.1.1 npn恒流源電路 3. 小電流恒流源(Widlar電流源),VBE1 = IE2R2 + VBE2 則： IE2R2 = VBE1 VBE2 = VTln(IE1/IE2),因此近似有： Io= (VT /R2 ) ln (Ir/Io) 根據(jù)已知的Ir 和需要的Io ，就可以求出要設計的R2。,其中： VT =KT/q (熱電壓),2019/7/12 韓 良,8,8.1.1 npn恒流源電路 4. 多支路恒流源,設晶體管均相同，則： Ir = Ic1+(1+N)Ib = Io + (1+N)Io/ 即：Io / Ir = / + (1+N) 可見，支路數(shù)增加，會使Io 與 Ir的差值增大。,2019/7/12 韓 良,9,8.1.1 npn恒流源電路 5. 帶有緩沖級的恒流源,V,Rr,Ir,Io,T1,T2,V,T0,設晶體管均相同，則： Ir = Ic1+Ib0 = Io + IE0/(+1) 而： IE0 = Ib1+Ib2 =2Ib2 =2Io/,可見，Io 與 Ir的差值明顯減小。,則：Ir = Io+2Io /(+1) = Io 1+ 2/ (+1),2019/7/12 韓 良,10,8.1.1 npn恒流源電路 5. 帶有緩沖級的恒流源,2019/7/12 韓 良,11,8.1.1 npn恒流源電路 6. 具有補償作用的恒流源(Wilson電流源),2019/7/12 韓 良,12,8.1.1 npn恒流源電路 6. 具有補償作用的恒流源(Wilson電流源),Io,Ir,=,2+ 2,2+2+2,2019/7/12 韓 良,13,8.1.1 npn恒流源電路 7. 版圖舉例,2019/7/12 韓 良,14,8.1.2 pnp恒流源電路 1. 概述,在雙極型模擬集成電路中，經(jīng)常是npn管和pnp管互補應用，因此pnp恒流源同樣得到廣泛的應用。 pnp恒流源電路形式與npn恒流源相同，只是改變電源的接法和電流方向。 值得注意的是PNP恒流源一般是由橫向PNP管組成，而橫向PNP管的增益（）遠遠小于NPN管的增益（） ，因此，PNP恒流源中Io 與 Ir的近似程度較大。,2019/7/12 韓 良,15,8.1.2 pnp恒流源電路 2. 單元電路圖舉例,2019/7/12 韓 良,16,8.1.2 pnp恒流源電路 2. 單元電路圖舉例,2019/7/12 韓 良,17,8.1.2 pnp恒流源電路 2. 單元電路圖舉例,2019/7/12 韓 良,18,8.1.2 pnp恒流源電路 3. 單元版圖舉例,2019/7/12 韓 良,19,8.1.3 MOS型恒流源電路 1. 電流漏和電流源,2019/7/12 韓 良,20,8.1.3 MOS型恒流源電路 1. 電流漏和電流源,上述電流源/漏需要在兩方面加以改進，一是增加小信號輸出電阻，二是減小VMIN的值。,有圖可見，MOS只有工作在飽和區(qū)時才是一個較好的電流漏。即vOUTVGG+VTN。,2019/7/12 韓 良,21,8.1.3 MOS型恒流源電路 1. 電流漏和電流源,2019/7/12 韓 良,22,8.1.3 MOS型恒流源電路 1. 電流漏和電流源,2019/7/12 韓 良,23,8.1.3 MOS型恒流源電路 1. 電流漏和電流源,2019/7/12 韓 良,24,8.1.3 MOS型恒流源電路 1. 電流漏和電流源,2019/7/12 韓 良,25,8.1.3 MOS型恒流源電路 2. 基本電流鏡恒流源,2019/7/12 韓 良,26,8.1.3 MOS型恒流源電路 2. 基本電流鏡恒流源（續(xù)1）,若考慮溝道調(diào)制效應，MOS管工作在飽和區(qū)電流公式為：,因此，輸出電壓對輸出電流產(chǎn)生一定的影響。為減小這一影響，溝道長度應選大一些。,2019/7/12 韓 良,27,8.1.3 MOS型恒流源電路 2. 基本電流鏡恒流源（續(xù)2）,因此，溝道長度選大一些，還有利于提高輸出電阻 。另外，小電流工作時輸出阻抗更高。,2019/7/12 韓 良,28,8.1.3 MOS型恒流源電路 3.級聯(lián)結構的恒流源,2019/7/12 韓 良,29,8.1.3 MOS型恒流源電路 3.級聯(lián)結構的恒流源,由于M4屏蔽了輸出電壓的變化對M2的作用，使輸出電流不受輸出電壓的影響，減小了溝道長度調(diào)制的影響，同時也大幅度提高了輸出阻抗。 其缺點是為了使晶體管都工作在飽和區(qū)，輸出電壓變化范圍減小了。,2019/7/12 韓 良,30,8.1.3 MOS型恒流源電路 4. Wilson(威爾遜）恒流源,該電流源的輸出阻抗較高(與級聯(lián)結構相似)。 該電流源具有負反饋作用，使Io 的變化能得到補償，提高了輸出電流的穩(wěn)定性。 增加M3的W/L可以增強對輸出電流變化的調(diào)節(jié)能力。,2019/7/12 韓 良,31,8.1.3 MOS型恒流源電路 4. Wilson(威爾遜）恒流源,Io Io I2 I1 Vds1 Vgs3,Ir恒定,2019/7/12 韓 良,32,8.1.4 恒流源作有源負載 1. 雙極型電路舉例,2019/7/12 韓 良,33,8.1.4 恒流源作有源負載 2. CMOS電路舉例,2019/7/12 韓 良,34,8-2 單級放大器,2019/7/12 韓 良,35,8.2.1共發(fā)射極 1. 基礎知識回顧,B,C,E,2019/7/12 韓 良,36,8.2.1共發(fā)射極 1. 基礎知識回顧,B,C,E,C,ro,gmV1,E,B,r,+,_,V1,rex,rb,C,C,CCS,r,rc=50,20k ,5 ,300 ,2.5k ,0.4pF,5.4fF,20M ,10fF,2019/7/12 韓 良,37,8.2.1共發(fā)射極 2. 共發(fā)射極放大器,T,Vi,Vcc,Vo,Ib,Ic,Rc,2019/7/12 韓 良,38,8.2.1共發(fā)射極 3. 射極跟隨器,C,ro RL,gmV1 =ii,B,r,+,_,V1,ii,+,_,vi,vo,_,+,2019/7/12 韓 良,39,8.2.1共發(fā)射極 3. 射極跟隨器,2019/7/12 韓 良,40,8.2.2共源級 1. 采用電阻負載的共源級,進一步增大Vin，Vout下降更多，管子繼續(xù)工作在飽和區(qū)，直到Vin= Vout+VTH，這時,減小。如果Vcc不是很小， M1飽和導通，可以得到,如果輸入電壓從零開始增大，M1截止，Vout=VCC，當Vin接近VTH時，M1開始導通，電流流經(jīng)RD，使Vout,2019/7/12 韓 良,41,8.2.2共源級 由上式可以計算出Vin1，當Vin Vin1時， M1工作在線性區(qū)：,因為在線性區(qū)跨導會下降，通常確保管子工作在飽和區(qū)，即Vout Vin VTH。定義小信號增益,跨導,2019/7/12 韓 良,42,Vout,8.2.2共源級 2. 采用二極管聯(lián)接的負載的共源級,2019/7/12 韓 良,43,Vout,8.2.2共源級 2. 采用二極管聯(lián)接的負載的共源級,方法一,2019/7/12 韓 良,44,Vout,8.2.2共源級,方法二,2019/7/12 韓 良,45,8.2.2共源級,2019/7/12 韓 良,46,8.2.2共源級 3.采用電流源負載的共源級,Vout=- gm1Vin(rds1/rds2),2019/7/12 韓 良,47,8.2.2共源級 4.推挽結構,M1,Vcc,Vin,M2,Vout,Vout=- (gm1+ gm2)Vin(rds1/rds2),2019/7/12 韓 良,48,8.2.2共源級 5.源跟隨器,M1,Vcc,Vin,Vout,RS,2019/7/12 韓 良,49,8.2.2共源級 5.源跟隨器,M1,Vcc,Vin,Vout,RS,ro Rs ，忽略襯底效應,2019/7/12 韓 良,50,8.2.2共源級 5.帶源極負反饋的共源極,M1,VDD,Vin,Vout,RS,RD,方法一,如果RS1/gm，則 ，也就是 ，這表明Vin的大部分變化落在RS上，漏電流是輸入電壓的線性函數(shù)。這種線性化的獲得是以犧牲增益和高的噪聲為代價的。,2019/7/12 韓 良,51,8.2.2共源級 5.帶源極負反饋的共源極,M1,VDD,Vin,Vout,RS,RD,方法二,2019/7/12 韓 良,52,8-3 基準電壓源電路,基準電壓源是利用二極管的正向壓降、齊納二極管的擊穿電壓和熱電壓具有一定的固定值的特性，以及它們具有正的或負的溫度系數(shù)可以相互補償?shù)奶攸c來設計的。一般采用恒流源作偏置電流進一步穩(wěn)定工作點。,基準電壓源電路是模擬集成電路中非常重要、廣泛應用的單元電路之一。其作用是提供穩(wěn)定的偏置電壓或作基準電壓。一般要求這些電壓源的直流輸出電平較穩(wěn)定、內(nèi)阻小、對電源電壓和溫度不敏感。,2019/7/12 韓 良,53,思考題 1. 基準電壓源的作用是什么？ 2. 基準電壓源有哪些類型？各自的特點是什么？,2019/7/12 韓 良,54,8.3.1 正向二極管基準源 1. 基本原理及特點,Vref = NVF,一般用NPN管BC短接的BE結二極管。,溫度系數(shù)（負溫度系數(shù)）和內(nèi)阻Rr都很大，與串聯(lián)個數(shù)成正比。,輸入電壓的變化將引起輸出電壓的變化： Vref = ViRr /(R+Rr),可采用恒流源供電，穩(wěn)定輸出。,2019/7/12 韓 良,55,8.3.1 正向二極管基準源 2. 電路及版圖,2019/7/12 韓 良,56,8.3.2 齊納二極管基準源 1. 基本原理及特點,一般用NPN管BC短接的BE結反向二極管。,正溫度系數(shù)和內(nèi)阻Rr都很大。 BE結面擊穿有先有后，隨著電流增加擊穿電壓也增加。,輸入電壓的變化將引起輸出電壓的變化: Vref = ViRr /(R+Rr),可采用恒流源供電穩(wěn)定輸出。,可采用隱埋齊納二極管。,2019/7/12 韓 良,57,8.3.2 齊納二極管基準源 2.電路及版圖,2019/7/12 韓 良,58,8.3.3具有溫度補償基準源 1.基本原理及特點,一般用NPN管BC短接的BE結二極管（一正一反）。,溫度系數(shù)接近于零。內(nèi)阻Rr較大。,Vref = ViRr /(R+Rr),輸入電壓的變化將引起輸出電壓的變化。,可采用恒流源供電穩(wěn)定輸出。,2019/7/12 韓 良,59,8.3.3具有溫度補償基準源 2.電路及版圖,2019/7/12 韓 良,60,8.3.4帶隙基準,1.負溫度系數(shù),研究表明，雙極晶體管的基極-發(fā)射極電壓，或者更一般的說，pn結二極管的正向電壓，具有負溫度系數(shù)。,2.正溫度系數(shù),如果兩個雙極晶體管工作在不相等的電流密度下，則它們的基極-發(fā)射極電壓的差值與絕,2019/7/12 韓 良,61,8.3.4帶隙基準,對溫度成正比。如圖所示，如果兩個相同的晶體管(IS1=IS2)偏置在集電極電流分別為nI0和I0，(忽略基極電流)則,因為,所以 正溫度系數(shù),2019/7/12 韓 良,62,8.3.4帶隙基準,3.帶系基準,已知室溫下,取a1=1， 令,2019/7/12 韓 良,63,8.3.4帶隙基準,假設我們用某種方法強制VO1= VO2。 那么，VBE1=RI+VBE2 即， IR = VBE1 -VBE2,現(xiàn)在來實現(xiàn)這個電壓。,2019/7/12 韓 良,64,8.3.4帶隙基準,所以， VO2 = VBE2+VTlnn，這意味著如果lnn17.2， VO2就可以作為與溫度無關的基準。,2019/7/12 韓 良,65,8.3.4帶隙基準,上面的電路有兩個問題：,放大器A1 驅動R1和R2(R1=R2)上端，使X和Y點穩(wěn)定在近似相等的電壓上。,下圖可以解決上述問題。,2、lnn=17.2，n的值會相當大。30000000!,1、我們需要保證VO1= VO2；,2019/7/12 韓 良,66,8.3.4帶隙基準,由前面的分析得 VBE1 -VBE2=VTlnn，于是右邊支路的電流為VTlnn/R3，因此輸出電壓為,為了得到零溫度系數(shù)，必須使(1+ R2/R3)lnn 17.2。如果選擇n=31，則R2/R3=4。,2019/7/12 韓 良,67,8.3.5 MOS型能隙基準源,面對當今低電壓大規(guī)模集成的需要，低電壓低功耗帶隙基準源是目前研究的一個主要發(fā)展方向。 目前在N阱CMOS工藝下設計CMOS型帶隙基準源多數(shù)都要利用“寄生PNP管”和MOS管的次開啟特性。實質上仍是利用VBE和VT的溫度特性。,2019/7/12 韓 良,68,8.3.5 MOS型基準源 電路及原理,其中VGB, VSB, VDB分別為柵極、源極和漏極對襯底的電位；m是和襯偏調(diào)制系數(shù)有關的系數(shù)；IDO稱為特征電流。,設M1、M2工作于次開啟，令=W/L，則有：,2019/7/12 韓 良,69,8.3.5 MOS型基準源 電路及原理,1,2,e(VSB2- VSB1)/ VT,=,1,2,eVR1/VT,=,3,4,Io = (5 /4) ( VR1 /R1 ),VR1=VTln,3 2,4 1,I1,I2,=,VGB2=VGB1, VSB1=0, VGB4=VGB3, VSB4= VSB3= 0,2019/7/12 韓 良,70,8.3.5 MOS型基準源 電路及原理（續(xù)1）,Io = ln,5 VT,4 R1,3 2,4 1,Vref = VBE + IoR2,由于VT具有正的溫度系數(shù)， VBE具有負的溫度系數(shù)。因而，只要適當調(diào)整各MOS管的W/L值及電阻值，即可得到零溫度系數(shù)的參考電壓，且其值恰為帶隙電壓。,2019/7/12 韓 良,71,8-4 差分放大器,差分放大器又稱為差動放大器，是模擬集成電路中的最常用的單元電路之一。,2019/7/12 韓 良,72,思考題 1. 差分放大器的優(yōu)點是什么？ 2.改進差分放大器特性的措施有哪些？,2019/7/12 韓 良,73,差動工作方式的優(yōu)點： 1 抑制噪聲； 2 增大輸出電壓的擺幅。 VCC-(VGS-VTH) 2VCC-(VGS-VTH),差模輸入電壓Vd=V1-V2,共模輸入電壓Vc=(V1+V2)/2,2019/7/12 韓 良,74,8.4.1 雙極型差分放大器 1.小信號特性,（1）輸入差模信號,2019/7/12 韓 良,75,8.4.1 雙極型差分放大器 1.小信號特性,Ri1d = rbb+(1+) re re Rid 2re,Ro1d = Rc/rce Rc Rod 2Rc,（1）輸入差模信號,2019/7/12 韓 良,76,8.4.1 雙極型差分放大器 1.小信號特性,Ri1c=rbb+(1+)(re+2RE) (1+)(re+2RE) Ric (1+)(re+2RE)/2,Ro1c=Rc/rceRc Roc2Rc,2019/7/12 韓 良,77,8.4.1 雙極型差分放大器 2.不對稱性,b)零輸入時輸出不為零，用失調(diào)表示。,實際上的差分放大器不可能完全對稱，具體表現(xiàn)為：,a)共模輸入電壓增益不為零，用共模抑制比表示；,2019/7/12 韓 良,78,8.4.1 雙極型差分放大器 2.不對稱性,（1）共模抑制比,差模信號電壓增益與共模信號電壓增益之比定義為共模抑制比，記為：,2019/7/12 韓 良,79,8.4.1 雙極型差分放大器 2.不對稱性,（1）共模抑制比（續(xù)）,當電路完全對稱時：KCMRR,2019/7/12 韓 良,80,8.4.1 雙極型差分放大器 2.不對稱性,（2）失調(diào)電壓及其溫漂,當差分放大器的輸入信號為零時，由于電路的不對稱，輸出電壓并不為零。要使輸出電壓為零，在輸入端所必須加的一個補償電壓（內(nèi)阻Rs=0）稱為輸入失調(diào)電壓，記為VOS。也就是為保持輸出電壓為零，T1、T2管基射極偏置電壓應有的差值。,2019/7/12 韓 良,81,8.4.1 雙極型差分放大器 2.不對稱性,（2）失調(diào)電壓及其溫漂（續(xù)）,若忽略輸入回路中基區(qū)、發(fā)射區(qū)的歐姆電阻，VOS可表示為： VOS = (VBE1-VBE2)|Vod=0,2019/7/12 韓 良,82,8.4.1 雙極型差分放大器 2.不對稱性,（2）失調(diào)電壓及其溫漂（續(xù)）,VOS,T,固定的失調(diào)電壓可以設法用調(diào)零裝置預先調(diào)零。然而，當溫度變化時，失調(diào)也隨之變化，通常難以追隨。單位溫度變化所引起的輸入失調(diào)電壓的變化稱為輸入失調(diào)電壓溫漂，記為：,2019/7/12 韓 良,83,8.4.1 雙極型差分放大器 2.不對稱性,（2）失調(diào)電壓及其溫漂（續(xù)）,襯底溫度均勻時有：,如果襯底溫度不均勻，環(huán)境溫度變化時，電路兩邊的溫度變化也不一致，將引進附加的溫漂，影響較大。,2019/7/12 韓 良,84,8.4.1 雙極型差分放大器 2.不對稱性,（3）失調(diào)電流及其溫漂,當差分放大器的輸入信號為零時，由于電路的不對稱，輸出電壓并不為零。要使輸出電壓為零，在輸入端所必須加的一個補償電流（內(nèi)阻Rs= ）稱為輸入失調(diào)電流，記為IOS。也就是為保持輸出電壓為零，T1、T2管基極偏置電流應有的差值。,2019/7/12 韓 良,85,8.4.1 雙極型差分放大器 2.不對稱性,（3）失調(diào)電流及其溫漂（續(xù)）,IOS可表示為： IOS = (IB1-IB2)|Vod=0,其中IiB將為輸入偏置電流，通常取兩輸入端電流的平均值。,2019/7/12 韓 良,86,8.4.1 雙極型差分放大器 2.不對稱性,（3）失調(diào)電流及其溫漂（續(xù)）,為了直觀起見，忽略電阻的不對稱性，即RC = 0，則：,IOS,IOS,T,= -,T,2019/7/12 韓 良,87,8.4.1 雙極型差分放大器 3.電路改善措施,a)用恒流源代替射極耦合電阻RE 既增大了等效電阻，改善了共模抑制比，又穩(wěn)定了工作電流。 (單純增加阻值，將影響工作電流)。,2019/7/12 韓 良,88,8.4.1 雙極型差分放大器 3.電路改善措施,有較高的動態(tài)輸出阻抗，提高增益和共模抑制比；而又具有較低的直流電阻，不需要提高工作電壓即可維持正常工作電流。,b)采用有源負載代替集電極負載電阻RC,2019/7/12 韓 良,89,8.4.1 雙極型差分放大器 3.電路改善措施,c)改善差分輸入管特性 采用高增益晶體管、達林頓管、互補復合管、MOS管等，提高增益，提高輸入阻抗。,2019/7/12 韓 良,90,8.4.1 雙極型差分放大器 4.單端化結構,當輸入差模信號時：,I1= - I2,當輸入共模信號時，同理可得Io=0。,可見，與雙端輸出信號相同。,2019/7/12 韓 良,91,8.4.2 MOS型差分放大器 1. E/E NMOS結構,2019/7/12 韓 良,92,8.4.2 MOS型差分放大器 2. E/D NMOS結構,2019/7/12 韓 良,93,8.4.2 MOS型差分放大器 3. NMOS管作為輸入管電阻為負載結構,Vcc,Vi1,Vi2,Vo1,Vo2,M1,M2,RD1,Iss,RD2,X,Y,2019/7/12 韓 良,94,8.4.2 MOS型差分放大器 4. NMOS管作為輸入管電流源為負載,2019/7/12 韓 良,95,8.4.2 MOS型差分放大器 5. NMOS管作為輸入管電流鏡為負載,2019/7/12 韓 良,96,8.4.2 MOS型差分放大器 6. PMOS管作為輸入管電流源為負載,2019/7/12 韓 良,97,8.4.3 MOS型差分放大器分析舉例 1. NMOS管為輸入電阻為負載,VX/Vi1=-gmRD1, VY/(-Vi1)=-gmRD1,其中Vi1和(-Vi1)表示每邊的電壓變化。 因此，(VX-VY)/2Vi1=gmRD,P,A 增益分析,2019/7/12 韓 良,98,8.4.3 MOS型差分放大器分析舉例 1. NMOS管為輸入電阻為負載,由于為電流源的存在，不論輸入共模電平Vin，CM如何變化，流過每個支路的電流都為ISS的一半，因此X,Y點的電壓不變，也就是電路不會對共模電平Vin，CM放大。,P,Vin,CM,B 共摸響應,Vcc,2019/7/12 韓 良,99,8.4.3 MOS型差分放大器分析舉例 1. NMOS管為輸入電阻為負載,將MOS管的電阻等效為RSS，當Vin，CM改變時，VP也變化，因此，使M1和M2的漏極電流同相變化，VX和VY隨之反相變化，但由于電路的對稱性， VX和VY仍相等，因此，這兩個點可以短路在一起。,B 共摸響應,2019/7/12 韓 良,100,8.4.3 MOS型差分放大器分析舉例 1. NMOS管為輸入電阻為負載,B 共摸響應,由于M1和M2”并聯(lián)”，可以簡化為,M1+M2的寬為單個管子的2倍，偏置電流也增加兩倍，其跨導同樣增加為單管的兩倍。,2019/7/12 韓 良,101,8.4.3 MOS型差分放大器分析舉例 2. NMOS管作為輸入管電流鏡為負載,2019/7/12 韓 良,102,我們來計算增益|Av|，將其寫成|Av|=GmRout。,P點虛地，ID1=|ID3| =|ID4|=gm1,2Vi/2, ID2=- gm1,2Vi/2，得到Iout=- gm1,2Vi，從而，|Gm|= gm1,2 該電路的小信號模型見下圖。,8.4.3 MOS型差分放大器分析舉例 2. NMOS管作為輸入管電流鏡為負載,2019/7/12 韓 良,103,8.4.3 MOS型差分放大器分析舉例 2. NMOS管作為輸入管電流鏡為負載,2019/7/12 韓 良,104,8.4.3 MOS型差分放大器分析舉例 3. NMOS管作為輸入管電流源為負載,2019/7/12 韓 良,105,8.4.3 MOS型差分放大器分析舉例 3. NMOS管作為輸入管電流源為負載,P,暫時不考慮左邊的電路。,由于P點的電位不變，P點可以認為是“交流地”，從而整個電路可以分成兩個獨立的部分，即所謂的“半邊電路概念”。,2019/7/12 韓 良,106,8.4.3 MOS型差分放大器分析舉例 3. NMOS管作為輸入管電流源為負載,交流小信號Vb接地，故Vgs3=0。,單邊小信號 等效電路,于是Av=gm1(rds1/rds3),2019/7/12 韓 良,107,8.4.3 MOS型差分放大器分析舉例 3. NMOS管作為輸入管電流源為負載,共模反饋,P,由于M3, M4,和M5的電流分別由M7和M6確定，而I3+I4 有可能不嚴格地等于I5。電流大的會進入線性區(qū)。,2019/7/12 韓 良,108,8.4.3 MOS型差分放大器分析舉例 3. NMOS管作為輸入管電流源為負載,共模反饋,電阻值需要很大，占面積。,2019/7/12 韓 良,109,8.4.4 差分放大器設計舉例,1. 差動放大器的性能指標,小信號增益Av 給定負載電容時的頻率響應-3dB 輸入共模范圍(ICMR) 或最大輸入共模電壓VIC(最大)，最小輸入共模電壓VIC(最小) 給定輸出電容時的擺率SR 功耗Pdiss,2019/7/12 韓 良,110,8.4.4 差分放大器設計舉例,1. 差動放大器的性能指標,Av=gm1Rout -3dB=1/(RoutCL) VIC(最大)=VDD-VSG3+VTN1 VIC(最小)=VDS5(飽和)+VSG1=VDS5(飽和)+VSG2 SR=I5/CL Pdiss=(VDD+|VSS|)I5= (VDD+|VSS|)(I3+I4),以圖A為例,圖A,2019/7/12 韓 良,111,8.4.4 差分放大器設計舉例,2.設計流程,在已知Pdiss或CL的前提下選擇I5來滿足擺率 檢查Rout是否滿足頻率響應 設計W3/L3(W4/L4)來滿足ICMR的上限 設計W1/L1(W2/L2)來滿足小信號增益Av 設計W5/L5來滿足ICMR的下限 重復必要的步驟,2019/7/12 韓 良,112,8.4.4 差分放大器設計舉例,3. 舉例,設計圖A所示電流鏡負載差分放大器的電流和寬長比以滿足下列指標： VDD=-VSS=2.5V， SR10V/s(CL=5pf), f-3dB100KHz(CL=5pF), Av=100V/V, -1.5VICMR2V, Pdiss1mW。 可用模型參數(shù)：K/N=110A/V2 , K/P=50A/V2 , VTN=0.7V, VTP=-0.7V, N=0.04V-1和P=0.05V-1。,2019/7/12 韓 良,113,8.4.4 差分放大器設計舉例,3. 舉例,解：,2. 2f= -3dB=1/(RoutCL)， f=1/(2RoutCL)， f-3dB100kHz，意味著Rout318k。Rout可表示為：Rout= 318k。 由此得出I570A, 因此，我們選擇I5=100A。,1.為了滿足擺率(SR=I5/CL)，I550A。對于最大的Pdiss =(VDD+|VSS|)I5, I5200A。,2019/7/12 韓 良,114,8.4.4 差分放大器設計舉例,3. 舉例,3.最大輸入共模電壓為： VSG3=VDD-VIC(最大)+VTN1=2.5-2+0.7=1.2V,解：,因此，我們可寫出：,解出 W3/L3 得：,2019/7/12 韓 良,115,8.4.4 差分放大器設計舉例,3. 舉例,4. 由小信號增益指標得出：,解：,解出W1/L1得：,2019/7/12 韓 良,116,8.4.4 差分放大器設計舉例,3. 舉例,5. 由最小輸入共模電壓得出： VDS5(飽和)=VIC(最小)-VSS-VGS1,解：,從VDS5(飽和)得出W5/L5的值：,2019/7/12 韓 良,117,8.4.4 差分放大器設計舉例,3. 舉例,我們應該稍微增加一點W1/L1來減小VGS1，從而得到一個更小的W5/L5。因此，選擇W1/L1(W2/L2)=25，使得W5/L5=12.3。小信號增益將增加到111.1V/V。,2019/7/12 韓 良,118,8.4.5 集成差分放大器的特點,影響差分放大器性能的關鍵因素就是不對稱性，包括電阻、晶體管等器件參數(shù)的差異，由此引起放大器的輸入失調(diào)及其溫漂。而集成電路的最大優(yōu)點就是相關器件的匹配性能好，原因是所有器件都在同一芯片中，可以做到工藝離散性小，環(huán)境差異小。因而集成差分放大器的對稱性好。,2019/7/12 韓 良,119,8-5 模擬開關電路,模擬開關在模擬集成電路中應用很廣，如A/D轉換器、D/A轉換器、取樣保持電路、電容開關濾波器、多路開關電路等。,2019/7/12 韓 良,120,思考題 1. 模擬開關的特點是什么？ 2. 模擬開關有哪些種類？ 3. 什么叫“電容饋通效應”？ ？,2019/7/12 韓 良,121,8.5.1 模擬開關電路的特點,模擬開關是用來控制模擬信號傳輸?shù)囊环N電子開關，其本身是由數(shù)字信號控制而呈現(xiàn)“接通”或“斷開”兩種狀態(tài)，以使信號“通過”或“阻斷”。 通常要求其導通電阻小、截止電阻大、速度快、精度高、穩(wěn)定性好。 這種電子開關比機械觸點開關壽命長、速度快、使用方便。,2019/7/12 韓 良,122,8.5.2 模擬開關電路的分類,組成模擬開關的器件可以是雙極晶體管或MOS管。 根據(jù)開關切換的對象是電流還是電壓，可以把模擬開關分為電流開關型和電壓開關型。 在電流開關中，流過開關的電流總是和被切換的電流相等； 在電壓開關中，輸出的電壓總是和被切換的電壓有關。,2019/7/12 韓 良,123,8.5.3 雙極型模擬開關 1. 基本型電流開關,當V控為低電平時， D2截止，則經(jīng)T管及網(wǎng)絡電阻RE的電流ic由下一級電路通過Rf 和導通的D1提供，流經(jīng)運放，參與運算，此時為“接通”狀態(tài)。,2019/7/12 韓 良,124,8.5.3 雙極型模擬開關 1. 基本型電流開關（續(xù)）,當V控為高電平時， D2導通，使VA抬高， D1截止。則經(jīng)T管及網(wǎng)絡電阻RE的電流ic由V控提供，而不流經(jīng)運放，此時為“斷開”狀態(tài)。,2019/7/12 韓 良,125,8.5.3 雙極型模擬開關 1. 基本型電流開關（續(xù)）,被切換電流：,2019/7/12 韓 良,126,8.5.3 雙極型模擬開關 2.差分控制ECL電流開關,V控為低電平時， T2導通， VA升高， T5導通， T6截止， ic= 0，網(wǎng)絡電阻RE的電流由T5提供，不參與運算。,2019/7/12 韓 良,127,8.5.3 雙極型模擬開關 2.差分控制ECL電流開關,V控為高電平時， T2截止， VA下降， T5截止， T6導通， ic流經(jīng)運放參與運算。,2019/7/12 韓 良,128,8.5.3 雙極型模擬開關 2.差分控制ECL電流開關,特點一： T1 、T2為橫向PNP管，BE結擊穿電壓較高，允許輸入較大幅度的數(shù)字控制信號。,2019/7/12 韓 良,129,8.5.3 雙極型模擬開關 2.差分控制ECL電流開關,特點二： 控制信號V控與流經(jīng)網(wǎng)絡電阻RE的電流（權電流）是相互隔離的，使V控的變化對權電流幾乎沒有影響。,2019/7/12 韓 良,130,8.5.3 雙極型模擬開關 2.差分控制ECL電流開關,特點三： 肖特基二極管的箝位作用限制了VA變化幅度，提高了開關響應時間。,2019/7/12 韓 良,131,8.5.3 雙極型模擬開關 2.差分控制ECL電流開關,特點四： T3、 T4組成的電流鏡完成了單端化作用，從而縮短了瞬態(tài)轉換時間。,2019/7/12 韓 良,132,8.5.3 雙極型模擬開關 3.互補型電壓開關,當V控為高電平時， T1截止， VA、 VB降低，使T3 管飽和導通， T2截止，輸出電壓VS約為-Vref 。,當V控為低電平時， T1導通， VA、 VB升高，使T2 管飽和導通， T3截止，輸出電壓VS約為0V 。,2019/7/12 韓 良,133,8.5.3 雙極型模擬開關 3.互補型電壓開關,特點： T2 、T3是接成共集電極狀態(tài)，稱為反接狀態(tài)，其飽和壓降比正接狀態(tài)的小得多，有利于提高開關精度。,2019/7/12 韓 良,134,8.5.4 MOS型模擬開關 1.MOS型開關的特點,a)是理想的電壓開關: 當MOS管非飽和導通時，源極與漏極間不存在固有的直流失調(diào)電壓，這是因為它沒有向雙極器件那樣的結電壓，其漏極伏安特性都精確地經(jīng)過原點。,b)是理想的電流開關:MOS作為開關控制的柵極與信號回路是電隔離的，它們之間無直流通過。,c)是理想的雙向開關:MOS正向和反向工作具有相同的性能，漏特性相對原點是對稱的。,2019/7/12 韓 良,135,8.5.4 MOS型模擬開關 2.導通電阻,a)NMOS單溝模擬開關:,IDS= Kn2(VGS-VTn) VDS-VDS2,2019/7/12 韓 良,136,8.5.4 MOS型模擬開關 2.導通電阻,b)PMOS單溝模擬開關:,IDS= Kp2(|VGS|-|VTp|) |VDS|-VDS2,2019/7/12 韓 良,137,8.5.