本科畢業(yè)設(shè)計——反激開關(guān)電源.pdf

大連理工大學(xué)大連理工大學(xué)大連理工大學(xué)大連理工大學(xué)本科本科本科本科畢業(yè)設(shè)計（論文）畢業(yè)設(shè)計（論文）畢業(yè)設(shè)計（論文）畢業(yè)設(shè)計（論文） 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作反激開關(guān)電源設(shè)計與制作反激開關(guān)電源設(shè)計與制作反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 The Design and Production of Flyback Switching Power Supply 學(xué) 院（系）： 電氣工程學(xué)院 專 業(yè)： 電氣工程及其自動化 學(xué) 生 姓 名： 學(xué) 號： 指 導(dǎo) 教 師： 王志強(qiáng) 評 閱 教 師： 李國鋒 完 成 日 期： 2015/6/11 大連理工大學(xué) Dalian University of Technology 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 - I - 摘 要 開關(guān)電源以小型、輕量和高效率的特點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于幾乎所有的電子設(shè)備，在電子 信息產(chǎn)業(yè)的蓬勃發(fā)展中起到了不可替代的作用。其中，反激式開關(guān)電源又是各類開關(guān)電 源中結(jié)構(gòu)較為簡單，價格較為便宜的一種。本設(shè)計闡述了一款單端反激式開關(guān)電源的設(shè) 計與制作的過程。 本文詳細(xì)分析了反激式開關(guān)電源的工作原理和電路設(shè)計： 包括前級保護(hù)電路和 EMI 濾波電路、 輸入整流和濾波電路、 無源鉗位 RCD 保護(hù)電路、 TOP248 芯片及其外圍電路、 高頻變壓器、反饋控制電路、輸出整流濾波電路等；在電路設(shè)計的基礎(chǔ)上分析了系統(tǒng)環(huán) 路穩(wěn)定性；利用 Saber 軟件對整體電路進(jìn)行了初步的仿真、驗證；利用 Altium Designer 進(jìn)行了電路整體原理圖的繪制、PCB 的布局與布線、DRC 驗證。 按照設(shè)計指標(biāo)制作并測試了反激開關(guān)電源。從電源效率、輸出電壓精度、高頻變壓 器性能、 開關(guān)電源部分電壓/電流波形、 負(fù)載調(diào)整率及紋波等方面對反激開關(guān)電源進(jìn)行了 性能測試，并對測試結(jié)果進(jìn)行了分析。 關(guān)鍵詞：開關(guān)電源；反激式；TOP248；高頻變壓器 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 - II - The Design and Production of Flyback Switching Power Supply Abstract Switching power supply with small size, light weight and high efficiency characteristics is widely used in almost all electronic equipments, playing an irreplaceable role in the development of electronic information industry. The flyback switching power supply is relatively simple among all kinds of switching power supply topologies, and its price is relatively low in the meantime. This Design describes the design and the production of making a flyback switching power supply. This paper analyzes the working principle and circuit design of a flyback switching power supply: Including the protection circuit and EMI filter circuit, input rectifier and capacitance filter circuit, passive clamp RCD protection circuit, TOP248 chip and its peripheral circuits, high-frequency transformer, the feedback control circuit, the output rectifier filter circuit; and the analysis and calculation of the specific circuit parameters; using Saber software on the whole circuit as a preliminary simulation and verification; using Altium Designer for drawing the entire circuit schematics, PCB layout and routing and DRC verification. Produce according to the design specifications and test the performance of the flyback switching power supply. Test the switching power supply in terms of power efficiency, output voltage accuracy, high-frequency transformer performance, part of the switching power supply voltage and current waveforms, load regulation and ripple. As a result, test results of the flyback switching power supply are good, meeting the design requirements. Key Words：switching power supply; flyback; TOP248; high-frequency transformer 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 - III - 目 錄 摘 要 . I Abstract . II 1 文獻(xiàn)綜述 1 1.1 課題來源及研究目的和意義 . 1 1.2 國內(nèi)外反激開關(guān)電源研究的歷史和現(xiàn)狀 . 1 1.2.1 國外研究現(xiàn)狀 2 1.2.2 國內(nèi)研究現(xiàn)狀 3 1.3 主要研究內(nèi)容及電源設(shè)計指標(biāo) . 3 1.3.1 主要研究內(nèi)容 3 1.3.2 反激電源設(shè)計指標(biāo) 4 2 反激式開關(guān)電源整體電路原理分析 5 2.1 基本反激拓?fù)涔ぷ髟?. 5 2.2 工作模式的選取 . 6 2.2.1 電流斷續(xù)模式 6 2.2.2 電流連續(xù)模式 7 2.2.3 非理想情況下的工作模式 8 2.2.4 工作模式的選取 9 2.3 反饋控制電路工作原理 . 9 2.3.1 電壓型控制方式 10 2.3.2 電流型控制方式 10 2.4 反激開關(guān)電源總體結(jié)構(gòu)設(shè)計 . 12 2.5 本章小結(jié) . 13 3 反激開關(guān)電源具體電路設(shè)計 14 3.1 前級保護(hù)與 EMI 濾波電路設(shè)計 14 3.1.1 前級保護(hù)電路 14 3.1.2 EMI 濾波電路 14 3.2 高頻變壓器設(shè)計 . 15 3.2.1 輸入與輸出功率 15 3.2.2 直流輸入電壓、電流的最大值和最小值 15 3.2.3 反射電壓 VOR和鉗位穩(wěn)壓管電壓 VCLO 16 3.2.4 PWM 控制信號最大占空比 . 16 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 - IV - 3.2.5 初級峰值電流和紋波電流 16 3.2.6 變壓器磁芯選擇 17 3.2.7 AP 法參數(shù)計算 19 3.3 整流濾波電路設(shè)計 . 21 3.3.1 整流電路 21 3.3.2 輸入濾波電路 22 3.4 無源 RCD 鉗位保護(hù)電路設(shè)計 . 23 3.5 TOP248 及其外圍電路設(shè)計 24 3.5.1 TOP248 控制芯片的基本結(jié)構(gòu) . 24 3.5.2 TOP248 控制芯片的基本原理 . 25 3.5.3 TOP248 外圍電路設(shè)計 . 26 3.6 反饋控制電路設(shè)計 . 27 3.7 輸出濾波電路設(shè)計 . 28 3.8 反激開關(guān)電源整體原理圖 . 28 3.9 反激開關(guān)電源控制環(huán)路分析 . 29 3.10 本章小結(jié) . 35 4 反激開關(guān)電源系統(tǒng)仿真及 PCB 設(shè)計 36 4.1 系統(tǒng)仿真 . 36 4.1.1 仿真軟件簡介 36 4.1.2 系統(tǒng)建模仿真及結(jié)果分析 36 4.2 PCB 設(shè)計 41 4.2.1 PCB 設(shè)計軟件簡介 . 41 4.2.2 設(shè)計過程及注意事項 41 4.2.3 PCB 設(shè)計結(jié)果 . 41 4.3 本章小結(jié) . 42 5 反激開關(guān)電源制作與調(diào)試 43 5.1 反激開關(guān)電源啟動特性 . 43 5.2 電源效率測量與分析 . 44 5.3 輸出電壓精度 . 44 5.4 反激開關(guān)電源部分波形測量分析 . 45 5.5 負(fù)載調(diào)整率測量與分析 . 46 5.6 紋波測量與分析 . 46 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 - V - 結(jié) 論 47 參 考 文 獻(xiàn) 48 附錄 A EI 磁芯參數(shù) 50 致謝 51 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 1 1 文獻(xiàn)綜述 1.1 課題來源及研究目的和意義 開關(guān)電源的起源，是在 20 世紀(jì) 50 年代，美國國家航空航天局（NASA）以小型化、 重量輕為目標(biāo)而開發(fā)的搭載火箭的電源。 70 年代后， 隨著系統(tǒng)電力電子理論的逐步確立， 尤其是新型半導(dǎo)體器件的出現(xiàn)（如 IGBT），開關(guān)電源技術(shù)取得了長足的發(fā)展。因此， 在 1994 年，我國郵電部決定，在通信領(lǐng)域逐步由開關(guān)電源取代相控電源1。目前，在新 的社會背景下，開關(guān)電源正向高頻、高可靠、低能耗、低噪聲、抗干擾和模塊化大力發(fā) 展。 反激開關(guān)電源作為各類開關(guān)電源中結(jié)構(gòu)較為簡單，價格較為便宜的一種拓?fù)?，在?功率電源中應(yīng)用十分廣泛。因而對其展開研究是很有意義的。 通過本次研究，初步掌握開關(guān)電源設(shè)計、制作及后期調(diào)試的基本思路，實踐操作與 理論學(xué)習(xí)相結(jié)合，為日后相關(guān)的學(xué)習(xí)、工作打好基礎(chǔ)。 常見的開關(guān)電源如圖 1.1 所示： 圖1.1 常見的開關(guān)電源 1.2 國內(nèi)外反激開關(guān)電源研究的歷史和現(xiàn)狀 開關(guān)電源集成化是其發(fā)展方向之一。近 20 年，集成開關(guān)電源主要沿兩個方向發(fā)展。 其一，是對開關(guān)電源的核心即控制電路實現(xiàn)集成化。其二，是對中、小功率開關(guān)電源實 現(xiàn)單片集成化。由于單片開關(guān)電源具有高集成度、高性價比、最簡外圍電路、最佳性能 指標(biāo)等特點(diǎn)，現(xiàn)己成為開發(fā)中小功率開關(guān)電源、精密開關(guān)電源、特種開關(guān)電源及開關(guān)電 源模塊的優(yōu)選集成電路2。本次設(shè)計采用的 TOP248 即屬于此類。 開關(guān)電源高頻化是其另一發(fā)展方向。為了解決高頻化和隨之而來的開關(guān)損耗、電磁 干擾增加的矛盾，出現(xiàn)了軟開關(guān)電路。隨著人們對電路拓?fù)涞纳钊胙芯?，零電壓和零?反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 2 流開關(guān)的軟開關(guān)拓?fù)湟呀?jīng)證實可用來提高轉(zhuǎn)換效率、開關(guān)頻率和變換器的能量密度3-4。 在此基礎(chǔ)上，國內(nèi)外學(xué)者已經(jīng)提出數(shù)種軟開關(guān)拓?fù)?，它們大體上被歸類如下：準(zhǔn)諧振， 多諧振，諧振轉(zhuǎn)換，有源鉗位，相控以及負(fù)載諧振變換器。為了提高開關(guān)電源的功率因 數(shù)，出現(xiàn)了功率校正技術(shù)（PFC）。另外，隨著開關(guān)電源功率密度的日益攀升，電磁兼 容問題所產(chǎn)生的影響已不容忽視。軟件方面，隨著計算機(jī)技術(shù)的發(fā)展，各種開關(guān)電源計 算機(jī)輔助設(shè)計與仿真軟件層出不窮5（如 PI Expert），利用這些軟件不僅能完成開關(guān)電 源的優(yōu)化設(shè)計，還能對開關(guān)電源進(jìn)行仿真，徹底改變了依賴于人工計算、樣機(jī)制作和調(diào) 試的傳統(tǒng)設(shè)計模式。 1.2.1 國外研究現(xiàn)狀 1977 年國外首先研制成功脈寬調(diào)制（PWM）控制器集成電路，美國 Motorola 公 司、Silicon General 公司、Unitrode 公司等相繼推出包括 UC3842 在內(nèi)的一系列 PWM 芯片。單片開關(guān)電源方面，1994 年，美國電源集成公司(Power Integrations)在世界上率 先研制成功三端隔離式 PWM 型單片開關(guān)電源，其屬于 AC/DC 電源變換器。之后相繼 推出 TOPSwitch、TOPSwitch-II、TOPSwitch-FX、TOPSwitch-GX 等系列產(chǎn)品。此后， 美國摩托羅拉（Motorola）、荷蘭飛利浦（Philips）、美國安森美（Ansemi）等公司也 開發(fā)出自己的單片開關(guān)電源2。 2011 年， Sungmo young 等人指出 MOSFET 的優(yōu)化在提升同步整流效率中起到了重 要作用， 他們通過實驗和仿真對功率 MOSFET 的損耗進(jìn)行了分析， 驗證了功率 MOSFET 參數(shù)和寄生電感量對同步整流效率的影響6。2008 年，Arash Rahnamaee 等人設(shè)計了一 個大功率零電壓開關(guān)反激開關(guān)電源，并對該反激變換器所有元件進(jìn)行了穩(wěn)定性計算。通 過采用有源鉗位電路，抑制了電壓尖峰，并證明了該拓?fù)湓谳敵龉β蔬_(dá)到 1kW 仍有較 高的效率和穩(wěn)定性7。2014 年，Hamidreza Keyhani和Hamid A. Toliyat 提出了一種新型 的部分諧振反激開關(guān)電源，開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷的過程中實現(xiàn)了零電壓開關(guān)，該部分諧振變 換器在效率方面也顯示出了更多的優(yōu)勢8。2004 年，Santolaria 等人提出了利用擴(kuò)頻調(diào) 制技術(shù)降低開關(guān)電源中的 EMI9。 關(guān)于開關(guān)電源輔助設(shè)計， PI 公司相繼推出 PI Expert 系列輔助軟件， 功能不斷強(qiáng)大， 2006 年 11 月 Pl 公司最新推出的 Pl Expert6.5 版，增加了 Tinyswitch-、PeakSwitch、 Lillkswicth-LP 等新產(chǎn)品的設(shè)計功能。該工具軟件可在電源設(shè)計中自動生成高頻變壓器 數(shù)據(jù)表，不僅給出繞組、屏蔽層、骨架的參數(shù)值及所用材料的詳細(xì)清單，還支持多股并 繞、金屬箔繞組等特殊要求，可用來自動設(shè)計各種反激式、正激式等各類開關(guān)電源，大 大縮短產(chǎn)品的研發(fā)時間，加快將產(chǎn)品推人市場的步伐。 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 3 1.2.2 國內(nèi)研究現(xiàn)狀 國內(nèi)眾多企業(yè)和院校針對反激式開關(guān)電源的優(yōu)化和應(yīng)用進(jìn)行了大量研究。2002 年， 張?zhí)m紅和陳道煉分析了反激變換器在三種工作模式下，即電感電流連續(xù)模式 （CCM）、臨界連續(xù)模式、電感電流斷續(xù)模式（DCM）的工作情況，并繪出各自的外 特性曲線，指出 DCM 和 CCM 時分別有類似電流源和電壓源的特性。他們指出，選擇 不同的工作模式需要根據(jù)具體的負(fù)載情況：負(fù)載變化較小的場合宜選擇 DCM 模式，負(fù) 載變化較大的場合選擇 CCM 模式10。2003 年， 林明耀和潘騰針對變壓器漏感導(dǎo)致的 尖峰電壓，提出了用初、次級相互交叉的的繞制法以及罐形磁芯的使用以減小變壓器漏 感，提升電源可靠性11。2005 年，姜勇和謝曄源從傳遞函數(shù)補(bǔ)償?shù)慕嵌确治隽朔醇ぷ?換器反饋電路的優(yōu)化設(shè)計方法， 在傳統(tǒng)的 4 種反饋網(wǎng)絡(luò)的基礎(chǔ)上給出了一種新的補(bǔ)償網(wǎng) 絡(luò)，使得電源在輸出電壓紋波、抗干擾性能、效率方面有了一定的改善12。2007 年， 王紅梅等人提出了采用連續(xù)建模的狀態(tài)空間平均法， 分析了連續(xù)導(dǎo)電模式下新型交錯并 聯(lián)反激變換器的穩(wěn)態(tài)和小信號模型，并運(yùn)用控制理論對系統(tǒng)進(jìn)行穩(wěn)定性分析和校正設(shè) 計，通過負(fù)載干擾實驗進(jìn)行了有效的驗證13。2010 年， 袁偉以 64W 斷續(xù)模式反激變換 器為背景，在他的碩士論文中比較了不同種類的同步整流驅(qū)動方案，指出同步整流是提 升電源效率最有效的方法，并通過實驗實現(xiàn)了電源效率較大的提升；他又提出了一種全 新的基于傅立葉分解之后原副邊相位差關(guān)系的頻域變壓器銅損計算方法， 利用該方法證 明了 Interleaving 結(jié)構(gòu)變壓器較 Non-Interleaving 結(jié)構(gòu)變壓器減少了一定的交流銅損14。 針對電磁兼容，2004 年， 魏應(yīng)冬和吳燮華針對多路輸出反激式開關(guān)電源的電磁兼 容問題，從減弱差模輻射耦合、減弱共模輻射耦合、減弱公共阻抗傳導(dǎo)耦合、減弱外部 電磁場干擾、減弱電壓和電流瞬變、反饋環(huán)節(jié)的調(diào)整等 6 個角度分析了一系列提高電源 EMC 的設(shè)計方法15。 2012 年， 何惠森在他的博士論文中研究了如何全面提升 AC-DC 開 關(guān)電源系統(tǒng)的電磁兼容性和穩(wěn)定性。他從電路結(jié)構(gòu)、環(huán)路控制、版圖布局和 PCB 設(shè)計 四個方面論述了提高電源穩(wěn)定性的設(shè)計方法16。 1.3 主要研究內(nèi)容及電源設(shè)計指標(biāo) 1.3.1 主要研究內(nèi)容 本文設(shè)計了一款輸出電壓 24V、輸出電流 1A、輸出功率 24W 的反激開關(guān)電源，主 要研究內(nèi)容如下： (1)基本反激電路設(shè)計：包括交流輸入電路設(shè)計、RCD 鉗位保護(hù)電路設(shè)計、高頻變 壓器設(shè)計、TOP248 外圍電路設(shè)計以及輸出濾波電路設(shè)計。 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 4 (2)控制電路設(shè)計：采用光耦和三端基準(zhǔn)源相配合，反饋輸出信號調(diào)節(jié) PWM 驅(qū)動信 號，實現(xiàn)電流型控制模式。 (3)系統(tǒng)建模、仿真與 PCB 設(shè)計。 (4)制作樣機(jī)并評估反激開關(guān)電源的性能，確保滿足設(shè)計指標(biāo)的要求。 1.3.2 反激電源設(shè)計指標(biāo) (1) 輸入電壓：85265VAC (2) 輸入電壓頻率：50Hz (3) 輸出電壓：24VDC (4) 輸出電流：1A (5) 轉(zhuǎn)換效率：80% (6) 紋波系數(shù)：1.5% (7) 負(fù)載調(diào)整率：1% (8) 輸出電壓精度：1% 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 5 2 反激式開關(guān)電源整體電路原理分析 2.1 基本反激拓?fù)涔ぷ髟?反激變換器的基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖 2.1 所示，主要由輸入濾波電容、功率 MOS 管、 高頻變壓器及輸出整流濾波電路組成。 高頻變壓器的作用是儲存能量、 輸入輸出間隔離、 傳輸能量。 圖2.1 反激電路原理圖 當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時，次級二極管 VD 反向偏置，初級繞組電流按式（2.1）所示的規(guī)律 上升： () () INONDS ON PRII P VVt II L + =+ (2.1) 其中 IPRI是初級電流值，II是初級電流的初始值，VIN是整流后的輸入直流電壓值， VDS(ON)是開關(guān)管開通時漏源極間的電壓值，tON是開關(guān)管的導(dǎo)通時間，LP是變壓器的初 級電感值。由于開關(guān)管導(dǎo)通時 VD 反向偏置，此時負(fù)載的能量由輸出濾波電容提供。 當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時，變壓器磁芯的磁通減小，次級繞組的極性反轉(zhuǎn)。VD 重新導(dǎo)通， 開關(guān)管導(dǎo)通時變壓器中儲存的能量向負(fù)載側(cè)釋放，并同時向輸出濾波電容充電。開關(guān)管 關(guān)斷時次級電流的初始值為 IPNS/NP，其中 IP是開關(guān)管導(dǎo)通結(jié)束時的初級電流峰值， NS是次級繞組匝數(shù)，NP是初級繞組匝數(shù)。次級電流按式（2.2）所示減小： () 2 2 ODOFFP PS SEC PSP VVtNIN I NNL + = (2.2) 其中VO電源輸出電壓值，VD是次級二極管的正向壓降，tOFF是開關(guān)管的管段時間。 若次級電流在開關(guān)管關(guān)斷期間減小至零，則輸出濾波電容放電提供輸出電流。 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 6 反激式開關(guān)電源有兩種不同的工作模式，模式的不同取決于開關(guān)管重新導(dǎo)通時ISEC 的值。若開關(guān)管導(dǎo)通時，次級繞組中的電流值尚未下降到零，則電路工作于電流連續(xù)模 式。若開關(guān)管導(dǎo)通前，次級繞組中的電流已經(jīng)下降到零，則電路工作于電流斷續(xù)模式。 2.2 工作模式的選取 2.2.1 電流斷續(xù)模式 如圖 2.2 所示，工作在電流斷續(xù)模式的反激開關(guān)電源工作過程分為三個階段。 圖2.2 理想斷續(xù)模式反激開關(guān)電源波形圖 階段一發(fā)生在開關(guān)管導(dǎo)通時。此時初級繞組電流IPRI線性增長，在變壓器磁芯中建 立了磁場，開關(guān)管漏源極間電壓值VDS(ON)接近于零，次級側(cè)二極管反向偏置，輸出濾波 電容放電。 階段二在開關(guān)管關(guān)斷時開始。 變壓器磁場中的儲能使初級和次級的繞組電壓極性反 向。理想情況下，初級電流IPRI迅速降為零，次級電流ISEC迅速從初始值開始不斷減小。 此時次級繞組電壓會在初級繞組上產(chǎn)生一個反射電壓VOR，該反射電壓與輸入電壓VIN 之和即為此時的開關(guān)管漏源極間電壓。 階段一變壓器儲存的能量在階段二為負(fù)載提供電 流并向輸出濾波電容充電。 階段三中，次級電流已減為零且變壓器磁芯中的儲能已釋放完畢，此時變壓器初級 與次級電流值均為零， 所以稱此工作模式為電流斷續(xù)模式。 由于變壓器儲能已釋放完畢， 輸出濾波電容向負(fù)載放電。每一個周期從變壓器傳輸至負(fù)載的能量計算如下： 2 1 2 PP ELI= (2.3) 因此可以得到輸出功率如下： 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 7 2 1 2 OPPS PLIf= (2.4) 其中，fS為開關(guān)電源的工作頻率，為電源效率。由tON=D/fS，其中D為占空比， 并綜合式（2.1）和式（2.4）得到下式： 22 2 IN O PS VD P Lf = (2.5) 2.2.2 電流連續(xù)模式 如圖2.3所示，工作在電流斷續(xù)模式的反激開關(guān)電源工作過程分為兩個階段。與電 流斷續(xù)模式相比，次級電流ISEC在開關(guān)管關(guān)斷期間沒有減到零，故沒有電流斷續(xù)模式的 階段三。 圖2.3 理想連續(xù)模式反激開關(guān)電源波形圖 初級電流IPRI從一個初始值開始逐漸上升，該初始值是開關(guān)管導(dǎo)通前次級電流ISEC 在初級側(cè)的一個反射電流。關(guān)斷時開關(guān)管漏源極間電壓值也與電流斷續(xù)模式不同，此時 反射電壓VOR一直存在。為了得到恒定的輸出電壓，開關(guān)管導(dǎo)通時初級電感電流的增加 量須與關(guān)斷時次級電感電流的減小量保持平衡，由此得到下式： () () () ()1 f INDS ON OD S PS PS P VVD VVD N Lf L N + = (2.6) 又可得到如下公式： () () 1 S OINDDS ON P ND VVVV DN = (2.7) 由上式可知，若電源工作在電流連續(xù)模式，輸出電壓與負(fù)載無直接關(guān)聯(lián)。當(dāng)負(fù)載變 化時，占空比D將保持不變，而初級電流的初始值會相應(yīng)地變化。 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 8 變壓器初級電感量、輸出負(fù)載、開關(guān)管關(guān)斷時間決定了反激開關(guān)電源的工作模式。 電流連續(xù)模式和電流斷續(xù)模式的臨界條件由下式給出： 2 2 2 INO OB S SPINO P VV I N fLVV N = + (2.8) 其中，IOB是電源工作在連續(xù)與斷續(xù)臨界條件下的輸出電流。在臨界工作模式下， 開關(guān)管關(guān)斷時變壓器傳輸?shù)哪芰颗c整個開關(guān)周期內(nèi)負(fù)載側(cè)接收的能量相平衡。 在開關(guān)管 關(guān)斷期的結(jié)束時刻，變壓器原先儲存的能量正好釋放完全。若電源輸出電流大于公式 （2.8）右側(cè)所示的值，則電源工作在電流連續(xù)模式。若電源輸出電流小于公式（2.8） 右側(cè)所示的值，則電源工作在電流斷續(xù)模式。若變壓器初級電感量較小，則磁場能量釋 放時速度較快，從而工作在電流斷續(xù)模式。相反，若變壓器初級電感量較大，則磁場能 量在一個開關(guān)周期內(nèi)沒有釋放完全，從而工作在電流連續(xù)模式。 2.2.3 非理想情況下的工作模式 非理想情況下，須考慮三個電路寄生參數(shù)：變壓器初級繞組漏感、次級繞組漏感和 等效開關(guān)管漏極電容（開關(guān)管輸出電容與變壓器繞組電容之和）。這些電路寄生參數(shù)在 實際反激開關(guān)電源中將大大影響電路性能。 對于電流斷續(xù)模式，階段一當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時，上述寄生電容放電，釋放上一開關(guān)周 期結(jié)束時儲存在寄生電容上的能量， 消耗的能量與寄生電容電壓的平方值成正比。 因此， 大容量的寄生電容會大大降低電源效率，輸入電壓較高時尤其明顯。在這一階段由于變 壓器中沒有儲能，漏感對電路幾乎沒有影響。階段二，開關(guān)管關(guān)斷，變壓器中儲存的磁 場能量傳輸至次級電路。初級與次級的繞組漏感阻止電流的變化：初級漏感維持初級電 流，次級漏感阻止次級電流的突然升高。次級電流波形上升的斜率與初級電流波形下降 至零的斜率與相應(yīng)的漏感量與電壓水平有關(guān)。初級電流此時給開關(guān)管的寄生電容充電， 從而引起了一個尖峰電壓，實際電路中，該尖峰電壓須被鉗位以防開關(guān)管損壞。根據(jù)相 關(guān)文獻(xiàn)，為減小變壓器漏感，須綜合考慮變壓器磁芯的選擇與初級匝數(shù)的確定，使初級 繞組緊密繞滿磁芯骨架的一層或多層。繞線時要注意繞得緊湊、均勻，提高線圈和磁路 的耦合效果。階段三中，初級繞組上的反射電壓減小到零，開關(guān)管漏源極間電壓值從反 射電壓與輸入電壓之和降至輸入電壓值。在這個過程中，由雜散電容和初級電感組成的 諧振回路在開關(guān)管漏源極間形成了一個衰減振蕩的電壓波形，一直持續(xù)到開關(guān)管導(dǎo)通。 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 9 對于電流連續(xù)模式，開關(guān)管導(dǎo)通時，變壓器次級中仍有電流，即此時漏極上的電壓 為輸入電壓和反射電壓之和，這增加了開關(guān)管導(dǎo)通時的損耗。另外，同電流斷續(xù)模式相 似，開關(guān)管關(guān)斷時也會產(chǎn)生一個尖峰電壓。 2.2.4 工作模式的選取 初級脈動電流IR與初級峰值電流IP之比KRP定義如下 R RP P I K I = (2.9) 如圖2.4所示，開關(guān)管導(dǎo)通時，若電源工作在電流連續(xù)模式，則初級電流有一初始 值；若電源工作在電流斷續(xù)模式，則初級電流從零開始上升。故電流連續(xù)模式對應(yīng) KRP1.0，電流斷續(xù)模式對應(yīng)KRP=1.0。參考相關(guān)文獻(xiàn)，連續(xù)模式與斷續(xù)模式各有優(yōu)缺點(diǎn)： 電流連續(xù)模式的主要優(yōu)點(diǎn)在于初次級電流較小， 同等條件下輸出性能較好， 且損耗較小， 然而變壓器體積較大；電流斷續(xù)模式的主要優(yōu)點(diǎn)在于變壓器體積較小，而初次級電流較 大，同等條件下輸出性能較差，損耗較大，LC濾波器較大17。本設(shè)計設(shè)定KRP1.0，即 反激開關(guān)電源工作在電流連續(xù)模式。 圖2.4 不同工作模式下的漏極電流波形圖 2.3 反饋控制電路工作原理 開關(guān)電源反饋控制電路的設(shè)計，是為了保證輸入電壓、內(nèi)部參數(shù)、負(fù)載變化的情況 下輸出電壓穩(wěn)定。本設(shè)計開關(guān)電源采用 PWM 脈寬調(diào)制方式來保持輸出電壓、電流穩(wěn) 定。PWM脈寬調(diào)制方式可分為電流控制方式和電壓控制方式兩種。 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 10 2.3.1 電壓型控制方式 如圖2.5所示，電壓型控制方式的基本原理就是通過誤差放大器輸出信號與固定頻 率的三角波進(jìn)行比較，產(chǎn)生控制用的PWM信號。首先，基準(zhǔn)電壓源為誤差放大器的同 相輸入端提供一個較穩(wěn)定的參考電壓。電壓誤差放大器接成反相輸入方式，其反相輸入 端為來自輸出取樣網(wǎng)絡(luò)的反饋信號。PWM比較器的反相輸入三角波與電壓誤差放大器 輸出控制信號進(jìn)行比較，決定了驅(qū)動脈沖寬度的大小，而驅(qū)動脈沖頻率不變。例如，某 種原因?qū)е螺敵鲭妷涸黾?，則輸出電壓反饋信號也相應(yīng)增加，輸出電壓反饋信號增加使 電壓誤差放大器的輸出下降，導(dǎo)致PWM比較器的輸出脈沖寬度或占空比減小、輸出電 壓下降，達(dá)到穩(wěn)定輸出的目的；反之亦然。從控制理論的角度來講，電壓型控制方式是 一種單環(huán)控制系統(tǒng)。電路便于分析、設(shè)計，大幅度鋸齒波信號為變換器穩(wěn)定的工作過程 提供了很好的噪聲裕度18。 圖2.5 電壓型控制方式基本原理 電壓型控制方式的優(yōu)點(diǎn)：PWM三角波幅值較大，脈沖寬度調(diào)節(jié)時具有較好的抗噪 聲裕量；對于多路輸出電源，它們之間的交互調(diào)節(jié)效應(yīng)較好；單環(huán)反饋的設(shè)計和分析較 易進(jìn)行；對輸出負(fù)載的變化有較好的響應(yīng)調(diào)節(jié)。 電壓型控制方式的缺點(diǎn)：由于有較大的輸出濾波電容及電感，輸出電壓的變化也延 時滯后，輸出電壓變化的反饋信息還要經(jīng)過電壓誤差放大器的補(bǔ)償電路延時滯后，才能 傳至PWM比較器調(diào)節(jié)輸出脈沖的寬度，故動態(tài)響應(yīng)時間較慢；輸出LC濾波器給控制 環(huán)增加了兩個極點(diǎn)，需要增加一個零點(diǎn)進(jìn)行補(bǔ)償；由于環(huán)路增益隨輸入電壓而變，補(bǔ)償 變得更加復(fù)雜化。 2.3.2 電流型控制方式 峰值電流模式控制簡稱電流模式控制，其基本思想是在輸出電壓閉環(huán)的控制系統(tǒng) 中，增加了直接或間接的電流反饋控制。峰值電流模式控制是將誤差放大器輸出信號與 采樣到的電感峰值進(jìn)行比較，從而對輸出脈沖的占空比進(jìn)行控制，使輸出的電感峰值電 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 11 流隨誤差電壓變化而變化。如圖2.6所示，開關(guān)的開通由CLK信號控制，CLK信號每 隔一定時間使RS觸發(fā)器置位即Q=1，則開關(guān)導(dǎo)通，當(dāng)iL上升至給定值iR，比較器輸出 信號反轉(zhuǎn)，RS觸發(fā)器復(fù)位即Q=0，開關(guān)關(guān)斷。電流型控制是一個一階系統(tǒng)，而一階系 統(tǒng)是無條件的穩(wěn)定系統(tǒng)。 它是在傳統(tǒng)的PWM電壓控制的基礎(chǔ)上， 增加電流負(fù)反饋環(huán)節(jié)， 使其成為一個雙環(huán)控制系統(tǒng)，讓電感電流不再是一個獨(dú)立的變量，從而使開關(guān)變換器的 二階模型變成了一個一階系統(tǒng)。與單閉環(huán)的電壓型控制模式相比，電流型控制模式是雙 閉環(huán)控制系統(tǒng)， 外環(huán)由輸出電壓反饋電路形成， 內(nèi)環(huán)由采樣電路采樣輸出電感電流形成。 在該雙環(huán)控制中，由電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)，即內(nèi)環(huán)電流在每一開關(guān)周期內(nèi)上升，直至 達(dá)到電壓外環(huán)設(shè)定的誤差電壓值。電流內(nèi)環(huán)是瞬時快速度進(jìn)行逐個脈沖比較工作的，并 且監(jiān)測輸出電感電流的動態(tài)變化，電壓外環(huán)只負(fù)責(zé)控制輸出電壓。因此電流型控制模式 具有比電壓型控制模式大得多的帶寬。 圖2.6 峰值電流模式控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖 電流型控制模式其它優(yōu)點(diǎn)有：整個反饋電路變成了一階電路，由于反饋信號電路與 電壓型相比，減少了一階，因此誤差放大器的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)得以簡化，穩(wěn)定度得以提高并且 改善了頻率響應(yīng)，具有更大的增益帶寬乘積；具有瞬時峰值電流限流功能，只要給定或 限制參考電流，就可以準(zhǔn)確地限制流過開關(guān)管和變壓器中的最大電流，從而在輸出過載 或短路時保護(hù)了開關(guān)管和變壓器；簡化了反饋控制補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、負(fù)載限流等電路的設(shè)計， 減少了元器件的數(shù)量和成本，這對提高開關(guān)電源的功率密度，實現(xiàn)小型化、輕量化、模 塊化具有重要意義；由于有逐個電流脈沖限制的電流環(huán)，并聯(lián)運(yùn)行時，每臺電源都有獨(dú) 立的電流負(fù)反饋，并聯(lián)輸出電壓有一個總的電壓負(fù)反饋控制電路，使各個電流反饋系統(tǒng) 有相同的電流參考值，這樣就可以實現(xiàn)多臺開關(guān)電源之間并聯(lián)均流。 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 12 峰值電流控制模式的缺點(diǎn)：占空比大于50%時系統(tǒng)可能出現(xiàn)不穩(wěn)定性，可能會產(chǎn)生 次諧波振蕩；峰值電流模式控制電路中，將電感電流直接與電流給定信號比較，但電感 電流中通常含有一些開關(guān)過程的噪聲信號，容易造成比較器的誤動作，使電感電流發(fā)生 不規(guī)則的波動。 綜上所述，不同的PWM反饋控制模式具有各自不同的優(yōu)缺點(diǎn)，在設(shè)計開關(guān)電源時 要根據(jù)具體情況選擇合適的PWM控制模式。只要設(shè)計好斜坡補(bǔ)償電路，電流控制模式 的優(yōu)點(diǎn)是多于電壓控制模式的。本設(shè)計采用光耦和三端穩(wěn)壓管相配合的方式，實現(xiàn)電流 模式控制。 2.4 反激開關(guān)電源總體結(jié)構(gòu)設(shè)計 如圖2.7所示為本設(shè)計反激開關(guān)電源總體結(jié)構(gòu)圖，主要包括交流輸入電路、EMI濾 波電路、整流電路、RCD鉗位電路、反激變換電路、次級整流電路、輸出濾波電路、 反饋電路和以TOP248為核心的控制電路。 工作過程：85265V交流電輸入；經(jīng)過前級保護(hù)電路；經(jīng)過EMI濾波電路；經(jīng)過 整流濾波得到一定的直流電壓；經(jīng)過反激變換主電路進(jìn)行電壓、電能變換，同時RCD 鉗位電路進(jìn)行鉗位保護(hù)；高頻變壓器二次側(cè)后經(jīng)過次級整流電路后經(jīng)過輸出濾波電路； 對后級輸出Uo進(jìn)行采樣反饋，采樣反饋信號送至以TOP248為核心的控制電路，經(jīng)過 取樣、比較、放大等環(huán)節(jié)產(chǎn)生占空比可調(diào)的PWM脈沖信號來控制開關(guān)管導(dǎo)通關(guān)斷，從 而使輸出穩(wěn)定。 圖2.7 反激開關(guān)電源總體結(jié)構(gòu)設(shè)計圖 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 13 2.5 本章小結(jié) 本章詳細(xì)闡述了反激開關(guān)電源的工作原理， 分別對電流連續(xù)模式和電流斷續(xù)模式下 的電路工作情況進(jìn)行了分析，對非理想情況下的電路工作情況進(jìn)行了進(jìn)一步的討論。詳 細(xì)分析和比較了電壓型反饋控制方式和電流型反饋控制方式的特點(diǎn)， 并列出了各自的優(yōu) 劣。最后，給出了反激開關(guān)電源整體電路框圖。 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 14 3 反激開關(guān)電源具體電路設(shè)計 3.1 前級保護(hù)與 EMI 濾波電路設(shè)計 3.1.1 前級保護(hù)電路 本設(shè)計采用如圖3.1所示的前級保護(hù)電路。 圖3.1 前級保護(hù)電路 其中，F(xiàn)U為保險絲，起過電流保護(hù)作用；RT是負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻器，其阻值隨 溫度升高而降低，通電瞬間起限流保護(hù)作用；RV是壓敏電阻，其電阻值隨電壓非線性變 化。當(dāng)兩端電壓低于標(biāo)稱額定值時，電阻值接近無窮大；當(dāng)兩端電壓略高于標(biāo)稱額定值 時，壓敏電阻被擊穿導(dǎo)通，由高阻態(tài)變低阻態(tài)，因此可以抑制浪涌電壓19。 3.1.2 EMI 濾波電路 反激開關(guān)電源EMI干擾按照信號傳導(dǎo)路徑的不同分為差模干擾和共模干擾。其中， 差模干擾指存在于兩條電源線之間的干擾信號， 差模電流往返于兩條電源線之間且相位 相反；而共模干擾指存在于兩條電源線與大地之間的干擾信號，共模電流往返于兩條電 源線與大地之間且相位相同。兩種干擾信號如圖所示： 采用如圖3.2所示的EMI濾波電路，由共模電感和四個濾波電容器組成19。共模電 感對共模干擾信號有較大的感抗，實現(xiàn)對共模干擾信號的抑制作用；電容器C1和C2采 用薄膜電容，用來抑制差模干擾信號；電容器C3和C4接在輸出端，中心接地，用來抑 制共模干擾信號。 圖3.2 EMI濾波電路 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 15 根據(jù)經(jīng)驗值，C1和C2即X電容一般選取0.01-0.47F，本設(shè)計采用0.1F的薄膜電 容。C3和C4即Y電容一般選取2200pF-0.1F，本設(shè)計采用2200pF的陶瓷電容。共模 電感取經(jīng)驗值6mH。 3.2 高頻變壓器設(shè)計 反激開關(guān)電源能否工作、性能優(yōu)良與否，很大程度上取決于變壓器的設(shè)計，可以說 變壓器設(shè)計是開關(guān)電源設(shè)計中非常重要的一個環(huán)節(jié)。 3.2.1 輸入與輸出功率 根據(jù)電源設(shè)計指標(biāo)中的輸出電壓與輸出電流值，可得輸出功率： 24 124W OOO PVI= = (3.1) 由輸出功率和設(shè)計指標(biāo)中的電源效率，可得輸入功率： 24 30W 0.8 O in P P = (3.2) 其中，是電源的效率。 3.2.2 直流輸入電壓、電流的最大值和最小值 查閱相關(guān)文獻(xiàn)，可由下式計算直流輸入電壓最小值VMIN： () 2 1 2 2 2 OC L MINACMIN IN Pt f VV C = (3.3) 其中，VACMIN為交流輸入最小值；fL為交流輸入頻率；tC為整流橋?qū)〞r間，一般 取3ms；CIN為整流后的濾波電容值。代入相關(guān)參數(shù)可得： () 3 2 6 1 2 243 10 2 50 2 85100V 0.8 100 10 MIN V = (3.4) 由下式計算直流輸入電壓最大值VMAX： 22265375V MAXACMAX VV= (3.5) 由直流輸入電壓最小值VMIN和輸入功率可得最大直流輸入電流： 30 0.30A 100 in MAX MIN P I V = (3.6) 由直流輸入電壓最大值VMAX和輸入功率可得最小直流輸入電流： 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 16 30 0.08A 375 in MIN MAX P I V = (3.7) 3.2.3 反射電壓 VOR和鉗位穩(wěn)壓管電壓 VCLO 當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷、次級導(dǎo)通時，次級繞組電壓感應(yīng)至初級繞組的反射電壓值。反射電 壓VOR增大了開關(guān)管漏極上的直流輸入電壓值，當(dāng)直流輸入電壓為其最大值VMAX時兩 個電壓之和達(dá)到最大。當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時，除了反射電壓和輸入直流電壓，還存在因初級 繞組漏感儲能導(dǎo)致的電壓尖峰。為了避免該尖峰電壓超過漏極擊穿電壓BVDSS，需要增 加一個鉗位穩(wěn)壓管。一般情況下，鉗位穩(wěn)壓管電壓VCLO須比反射電壓VOR大50%。該 鉗位穩(wěn)壓管電壓VCLO經(jīng)驗值通常運(yùn)用在低電流及室溫的條件下，高壓穩(wěn)壓管有較大的 正溫度系數(shù)，故得到大電流及高溫條件下的VCLM，一般取： 1.4 CLMCLO VV= (3.8) 可以得到如下式所示的漏極電壓最大值： 1.4 1.520V DRAINMAXOR VVV=+ (3.9) 本設(shè)計取VOR=135V，代入上式得： 375 1.4 1.5 13520678.5V DRAIN V=+= (3.10) 查閱TOP248芯片的資料，得BVDSS=700V，故滿足要求。 3.2.4 PWM 控制信號最大占空比 可由下式計算PWM控制信號最大占空比DMAX: () OR MAX ORMINDS V D VVV = + (3.11) 其中，VDS為開關(guān)管導(dǎo)通時漏源極間的壓降，一般取10V。 代入相關(guān)參數(shù)得： () 135 =0.6 135100 10 MAX D= + (3.12) 3.2.5 初級峰值電流和紋波電流 交流輸入為最小值時直流平均電流計算如下： 30 =0.3A 100 in AVG MIN P I V = (3.13) 進(jìn)而得到初級峰值電流和紋波電流： 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 17 0.3 0.77A 0.7 10.61 22 AVG P RP MAX I I K D = (3.14) 0.77 0.70.54A RPRP IIK= (3.15) 其中KRP為初級紋波電流與峰值電流之比，其值決定了反激開關(guān)電源的工作模式， 本設(shè)計取KRP=0.7，即反激開關(guān)電源工作在電流連續(xù)模式。 3.2.6 變壓器磁芯選擇 開關(guān)電源變壓器所用的磁性材料大多為鐵氧體材料，并將鐵氧體材料壓制、燒結(jié)成 磁芯。功率鐵氧體的特點(diǎn)為磁芯損耗隨溫度上升而降低，這樣就可以有效地防止燒毀變 壓器的“熱奔”現(xiàn)象，保持磁芯溫度在合適的溫度范圍內(nèi)。查閱相關(guān)文獻(xiàn)，可知這種負(fù) 溫度特性一直持續(xù)到8090。而非功率鐵氧體材料的損耗則隨溫度上升而增加。本設(shè) 計采用日本TDK公司的PC40軟磁鐵氧體材料。 磁芯材料選擇后就是磁芯外形尺寸的選擇。變壓器磁芯外形尺寸多種多樣，各有特 點(diǎn)，有EE或EI型磁芯、EER型磁芯、PQ型磁芯、RM型磁芯等。其中應(yīng)用最多的是 EE、EI和EER型磁芯。EE和EI磁芯是最早的磁芯外形之一，其特點(diǎn)是制造容易，因 此價格相對較低。EE、EI磁芯外形如圖3.3所示： 圖3.3 EE或EI型磁芯 EE或EI型磁芯的缺點(diǎn)是心柱為矩形，繞線不方便，特別是繞大直徑線時尤為不方 便。還有就是漏磁相對大一些。針對這些問題，將EE型磁芯的心柱改為圓形，邊柱內(nèi) 側(cè)改為弧形，不僅繞線方便，磁路的漏磁也同時得到減少，如EER型磁芯。其外形如 圖3.4所示： 圖3.4 EER型磁芯 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 18 可以跟據(jù)廠家提供的一些表格快速地選取所需磁芯外形及尺寸，如表3.1所示。 表3.1 部分EI、EER磁芯規(guī)格對應(yīng)的變壓器功率 磁芯規(guī)格 變壓器溫升 T/ 輸出功率/W （工作頻率100kHz） 輸出功率/W （工作頻率50kHz） EI12 30 6.37 3.22 EI16 30 19.6 9.8 EI19 30 28 14 EI25 30 56.7 28.7 EI30 30 131.6 81.9 EER25 1215 29 18 EER28 1215 68 44 EER35 1215 108 70 EER40 1215 140 91 可知磁芯的選擇與變壓器溫升、開關(guān)頻率、電路拓?fù)浼拜敵龉β视嘘P(guān)，利用上述表 格可快速進(jìn)行磁芯規(guī)格選擇。 另一種選擇磁芯的方式是通過計算確定磁芯的規(guī)格，即AP法20。AP法即Area Product， 指求出磁芯截面積Ae和磁芯窗口面積Aw的乘積AP值， 再根據(jù)計算所得的AP 值查表得到所需的磁芯規(guī)格。 根據(jù)法拉第電磁感應(yīng)定律，初級側(cè)電壓： PePSW VKA N f B= (3.16) 其中，K是波形系數(shù)，正弦波為4.44，方波為4；Ae是磁芯截面積；NP是變壓器初 級匝數(shù)；fS是開關(guān)工作頻率；Bw是工作磁通密度。 磁芯窗口面積Aw 乘上窗口利用系數(shù)Kw為窗口的有效使用面積，該面積為初級繞 組占據(jù)的窗口面積和次級繞組占據(jù)的窗口面積之和。 WWPPSS A KN AN A=+ (3.17) 其中，NP、NS為變壓器初次級繞組匝數(shù)；Aw為磁芯窗口面積；Kw為磁芯窗口利用 系數(shù)； AP為初級繞組每匝所占用的面積；AS為次級繞組每匝所占用的面積。 每匝所占用的面積與流過該匝的電流I和電流密度J的關(guān)系為： 1P IJA= (3.18) 2S IJA= (3.19) 其中，I1和I2為變壓器初次級電流大小，J為電流密度。 整理上式得 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 19 12PS ew WWS V IV I A A KJK B f + = (3.20) 其中，AeAw是磁芯窗口面積和磁芯截面積的乘積即AP值。該式表明AP值受窗口 面積使用系數(shù)、波形系數(shù)、開關(guān)工作頻率、工作磁通密度及電流密度的影響。 如果把電流密度直接影響溫升，將其換算成電流密度比例系數(shù)，即 () X jWe JKA A= (3.21) 其中Kj是電流密度比例系數(shù)；X為常數(shù)，由磁芯給出，一般取-0.120.17。 整理上式得 1 41 10 X T WSWj P AP KKf B K + = (3.22) 其中，AP為Ae和Aw的乘積，單位為cm4；PT為變壓器的視在功率，有 1 1 TO PP =+ (3.23) 通過計算得到的AP值，查表選擇合適的磁芯規(guī)格，一般盡量選擇窗口長寬比較大 的磁芯，這樣磁芯的窗口有效使用系數(shù)較高，同時可盡量減小漏感。 3.2.7 AP 法參數(shù)計算 根據(jù)上述分析，利用AP法對本設(shè)計中的變壓器磁芯進(jìn)行計算。 (1) 首先計算視在功率 1 24154W 0.8 T P =+= (3.24) (2) 查閱有關(guān)資料，得AP法簡化公式 4 4 10 cm T WWS P AP KK B f J = (3.25) 取K=2；Kw=0.2；Bw=0.2T；fS=132kHz；J=300A/cm2。則根據(jù)AP法簡化公式得 4 4 3 54 10 0.17cm 2 0.2 0.2 132 10300 AP = (3.26) 查閱附錄的EI磁芯表，并根據(jù)實驗室提供的材料，選擇EI33磁芯。 (3) 變壓器初級電感量LP () 6 2 110 1 2 O P RP PRPS ZP L K IKf + = (3.27) 反激開關(guān)電源設(shè)計與制作 20 其中，Z是損耗分配因子。如果 Z=1，所有的損耗都在次級。如果 Z=0，所有的損 耗都在初級。簡單的說，Z 就是次級與總損耗的比率。如果計算沒有給出Z的值，一般 取Z=0.5。代入?yún)?shù)得 () 6 23 0.51 0.80.81024 758H 0.70.8 0.770.71132 10 2 P L + = (3.28) (4) 次級繞組匝數(shù)NS 根據(jù)經(jīng)驗值，NS取0.6匝/V，即 ()()0.60.6240.714.82 SOD NPV=+=+=匝 (3.29) 其中，VD是次級整流二極管壓降。取整，則NS為15匝。 (5) 初級繞組匝數(shù)NP