OFDM系統(tǒng)中基于導(dǎo)頻.ppt

2019/6/30,1,OFDM系統(tǒng)中基于導(dǎo)頻 信道估計的研究,楊 遠,,2,2019/6/30,本文摘要,本文討論了OFDM系統(tǒng)中基于導(dǎo)頻的信道估計方法。首先說明了OFDM系統(tǒng)中信道估計的一般原理和方法，然后針對塊狀導(dǎo)頻和梳狀導(dǎo)頻放置方法，討論了一些實用的估計和內(nèi)插算法并作一仿真比較。,3,2019/6/30,OFDM的興起,OFDM以其高的頻譜利用率、有效抗多徑的能力等許多優(yōu)點近年來得到了廣泛的研究，并在歐洲D(zhuǎn)AB、DVB系統(tǒng)和WLAN中的HiperLAN/2、802.11a都得到了應(yīng)用。,4,2019/6/30,OFDM系統(tǒng)中信道估計的必要性,在通常的OFDM鏈路中，每一子載波上經(jīng)過編碼的數(shù)據(jù)先經(jīng)過映射成為某一m-PSK或m-QAM符號。但是由于頻率選擇性衰落、多普勒頻移的存在和載波頻偏、同步誤差的影響，信道傳遞函數(shù)是一個隨機過程。為了解決這一問題存在不同的途徑。第一，使用相關(guān)檢測的方法，我們需要知道每一子載波處的信道響應(yīng)來決定其最佳的判決門限。,5,2019/6/30,OFDM系統(tǒng)中信道估計的必要性,第二，是差分檢測，該方法并不需要知道信道響應(yīng)的絕對參考值，它只需要知道各符號之間的相對幅值和（或）相對相位。但差分檢測會比相干檢測在SNR性能上損失3dB。如果要考慮到自適應(yīng)調(diào)制或STC與MIMOOFDM結(jié)合的系統(tǒng)，信道估計就變得必不可少了。因此，在OFDM系統(tǒng)中準確的信道估計十分重要。,6,2019/6/30,相關(guān)接收的OFDM系統(tǒng)模型,7,2019/6/30,信道模型,我們考慮的多徑衰落模型可用下面的公式描述：,是常數(shù)。如果選擇的循環(huán)前綴的長度大于最大多徑時延，并且系統(tǒng)已獲得了良好的同步，那么我們可以認為在相鄰OFDM符號之間不存在ISI，那在此時OFDM系統(tǒng)可以等效為N路并行傳輸系統(tǒng)，如圖2所示。,8,2019/6/30,信道模型,這時在第n個OFDM符號的第m個載頻處的頻域信道響應(yīng)可表示為：,9,2019/6/30,信道模型,在接收端去掉保護間隔之后，對時域信號y(0)，y(1)，y(N-1)進行FFT變換之后，我們就可得到第n個OFDM符號的第m個載頻處的接收信號為：,在接收端，接收數(shù)據(jù)中的導(dǎo)頻信息被送入信道估計模塊，得到所有頻點的信道估計,之后，就可以得到估計的發(fā)送數(shù)據(jù)符號：,10,2019/6/30,導(dǎo)頻的放置,通常情況下，OFDM信號都要經(jīng)過時變的多徑信道。信道估計必須能夠估計出任一時刻所有子載波處的信道響應(yīng)。OFDM信號的結(jié)構(gòu)使得我們能夠使用時頻二維的估計方法。而無線信道在時域和頻域所具有的相關(guān)性使得我們可以只在有限的OFDM符號及有限的子載波上放置導(dǎo)頻。這里我們并沒有考慮利用保護間隔來進行信道估計。,11,2019/6/30,導(dǎo)頻的放置,為了得到足夠的信道信息，導(dǎo)頻的間隔在時間和頻率軸方向上必須滿足Nyquist采樣定律，這意味這在導(dǎo)頻之間存在著最大的頻率間隔 和最大的符號間隔 ，其中，,12,2019/6/30,導(dǎo)頻的放置,如果我們僅在時域或頻域進行插值，這時就可以只進行一維的插值運算。這時我們可以在特定間隔的OFDM符號的所有子載波上放置導(dǎo)頻，這如圖4所示，稱為塊狀的導(dǎo)頻放置。也可以在所有的OFDM符號中特定的子載波位置放置導(dǎo)頻，如圖5所示，稱為梳狀導(dǎo)頻放置。第一種塊狀導(dǎo)頻插入方法適合于信道慢變的情況，即可以認為在一個塊的時間間隔內(nèi)信道是恒定的，例如在一些WLAN的標準中即采用這種方式。第二種梳狀導(dǎo)頻放置方法既需要估計導(dǎo)頻處的信道響應(yīng)又要使用內(nèi)插方法計算出其余頻點處的信道響應(yīng)。,13,2019/6/30,導(dǎo)頻的放置,14,2019/6/30,信道估計算法,由式可得到其矩陣表達形式為：,這里Y為接收到的信號向量，X為對角陣，其對角元素為發(fā)送的導(dǎo)頻向量，F(xiàn)是FFT變換矩陣。,15,2019/6/30,信道估計算法,假定信道響應(yīng)向量h和信道噪聲向量n互不相關(guān)，那么在LS算中，最小化,就可以得到頻域的信道估計：,在MMSE算法中得到的頻域響應(yīng)估計為：,這里的,是信道時域響應(yīng)h和導(dǎo)頻Y的互相關(guān)函數(shù)矩陣， 代表了導(dǎo)頻Y的自相關(guān)函數(shù)矩陣。,上述MMSE算法和LS算法都可用于塊狀和梳狀的導(dǎo)頻放置方法中。,16,2019/6/30,信道估計算法,如果信道是慢變的，那么在塊狀的導(dǎo)頻放置方法中可以用判決反饋的方法來進行信道估計，其算法如下： 在第k個子載波處的前一符號信道估計為,則當前發(fā)送符號可估計為,，即：,k=0,1,，N1；, 在通過解調(diào)反映射為二進制數(shù)據(jù)之后再通過映射成為調(diào)制信號,信道估計值更新為：,17,2019/6/30,信道估計中的內(nèi)插方法,在梳狀導(dǎo)頻放置方法中， 個導(dǎo)頻信號均勻地插入數(shù)據(jù)信號 中,可由LS算法得到導(dǎo)頻處的信道估計為,而在其它數(shù)據(jù)頻點處的信道響應(yīng)則可以通過內(nèi)插的方法得到，這些不同的內(nèi)插方法可能有：線性內(nèi)插法、二次內(nèi)插法、時域內(nèi)插法、低通FIR濾波等方法。,18,2019/6/30,信道估計中的內(nèi)插方法,其中最簡單的線性內(nèi)插法，在數(shù)據(jù)載波k處的信道估計可由下式得到：,二階內(nèi)插方法要比一階的復(fù)雜，但能獲得更好的近似，二階內(nèi)插公式由下式給出：,19,2019/6/30,信道估計中的內(nèi)插方法,如圖6所示，時域內(nèi)插方法基于對原序列進行插零和進行FFT/IFFT，在獲得導(dǎo)頻處的信道估計,之后，我們首先用IFFT將其轉(zhuǎn)換至時域，然后在,個點中間插零補為,個點。最后，信道在所有頻點的信道估計可由FFT得到 。,20,2019/6/30,仿真模型,信道模型由N路并行的子信道構(gòu)成，其中的信道脈沖響應(yīng)由下式給出：,這是一個通常的指數(shù)延遲分布模型。為了看出各種算法對信道的時變特性的適應(yīng)程度，這里引入自回歸模型（AR）：,取值接近1，以滿足信道響應(yīng)在一個OFDM符號的間隔內(nèi)恒定的假設(shè)。,21,2019/6/30,仿真模型,我們已假定系統(tǒng)已有了良好的同步且保護間隔大于最大多徑時延從而避免了ISI的產(chǎn)生。仿真中用到的OFDM系統(tǒng)參數(shù)如下： FFT長度：128 導(dǎo)頻插入比率：1/8 循環(huán)前綴長度：8 信號星座：16QAM、QPSK,22,2019/6/30,仿真模型,我們在上面已對導(dǎo)頻的放置有所討論，這里采用兩種導(dǎo)頻放置方式：塊狀和梳狀的導(dǎo)頻放置。對于塊狀的導(dǎo)頻放置，每隔一定的符號間隔，會放置一定數(shù)目的導(dǎo)頻符號。在每一塊內(nèi)的導(dǎo)頻處的信道估計采用LS算法得出，在塊內(nèi)剩余數(shù)據(jù)符號處的信道估計使用了兩種方法：一種是直接復(fù)制導(dǎo)頻符號的信道估計；另一種是采用上述的判決反饋的方法來適應(yīng)信道的變化。 對于梳狀導(dǎo)頻放置，我們使用LS算法來估計導(dǎo)頻處的信道響應(yīng)。然后在數(shù)據(jù)頻點處的信道響應(yīng)由各種內(nèi)插算法得到，這里使用的算法有一階內(nèi)插、二階內(nèi)插、時域內(nèi)插算法。,23,2019/6/30,仿真結(jié)果,圖7和圖8分別給出了QPSK和16QAM調(diào)制方式下，無編碼的基帶OFDM系統(tǒng)在不同的信道估計算法下的BER性能曲線?？梢钥闯?，對不同的調(diào)制方式，所得出的結(jié)果基本上是一致的，即塊狀導(dǎo)頻放置方法的LS算法BER性能最差，而判決反饋算法隨著信噪比的提高可以得到良好的BER性能。由圖可見在梳狀導(dǎo)頻放置下各種算法的性能均優(yōu)于塊狀導(dǎo)頻放置情況下的各種算法，這反映出梳狀導(dǎo)頻能夠較快的追蹤信道的變化，因而可得到較好的性能。,24,2019/6/30,仿真結(jié)果,25,2019/6/30,結(jié)論,因而在信道快變時，我們可以采用梳狀的導(dǎo)頻放置，用簡單的線性內(nèi)插方法可以獲得較好的性能。如果在信道慢變和信噪比較高的情況下，采用判決反饋機制的塊狀導(dǎo)頻放置方法可以得到較好的性能。 OFDM系統(tǒng)作為一種寬帶無線通信